改善电源负载瞬态响应性能的设计方法
电子电路一般都需要一个即使在负载电流发生瞬变时，输出电压也能维持在特定容差范围内的电压源，以确保电路的正常工作。设计工程师必须在理解瞬态响应原理的基础上，利用正确的设计思路才能以较低的成本改善电源的瞬态响应性能。
瞬态定义为“仅维持一段短暂时间的事物"。但是，随着微处理器工作速度和电流需求量的提高，当负载电流发生瞬态变化时，稳压器在指定范围内保持输出电压的能力成为一个广泛存在的困扰。典型CPU芯片的电源规范要求，即使负载电流在几百纳秒内发生20或30A的变化，供电电压仍然要保持稳定，要实现这个性能指标绝非易事。
瞬态响应可能是电子电压调节里最难理解的概念之一。在过去曾有一个曾经有人做出一个完全错误的陈述：“我们新推出的稳压器速度之快甚至可以使你不再需要电容。”事实相反，当负载瞬变时(不管这个稳压器有多快)，你始终需要电容。
总之，为了掌握在哪里投入成本才能提高系统性能和在不牺牲瞬态的情况下怎样节省成本，你需要理解瞬态响应是什么以及它的工作原理。
电压调节
几乎所有的电子电路都需要一个稳定的电压源，它维持在特定容差范围内，以确保正确运行(典型的CPU电路只允许电压源与额定电压的最大偏离不超过
±3%)。该固定电压由某些种类的稳压器提供。通过电阻分压器自动检测输出电压，误差放大器不断调整电流源从而维持输出电压稳定在额定电压上。
稳压器必须能够在负载电流需求量从零上升到满负荷(大约为20A或更多)时，保持输出电压恒定。当负载电流需求量缓慢变化时很容易做到这一点，但是，如果负载电流"阶跃"足够快的话，稳压器将无法提供完全稳定的输出电压。
理解负载瞬变的关键点：
1. 稳压器担当驱动负载的压控电流源(通过输出端的电压反馈对电流源进行调节)的角色。稳压器的电流源永远不可能在零时间内作出变化，因此可以得出结论，如果我们使负载电流的变化速度超过稳压器的响应速度，输出电压将会发生变化。
2. 在稳压器的控制环路对负载变化进行调整的时间间隔，对负载电流变化(在先前的稳态值和新的负载电流之间)进行供给的唯一来源是输出电容。因此，不管你喜欢与否，我们都必须加入输出电容以试图在负载瞬变时维持输出电压恒定。系统规范规定了所必须使用电容的大小和种类。
3. 稳压器的速度越快越好。稳压器的控制环路响应速度越快，在环路纠正瞬变前输出电容上的电压变化就越小。因此可以看出，更快的稳压器意味着在获得同等“负载调节容差范围”的情况下能够采用更小的输出电容(节省成本)。
负载瞬变
为了了解负载瞬变如何发生，下面用一个例子来进行分析。本例中，当负载
电流需求量在几乎零时间内从I
L1变化到更大值(I
L2
)时发生了负载瞬变。在瞬变
之前，稳压器处于稳态运行，这时I
REG = I
L1
，并且输出电容没有向外部电路输出
电流。稳压器的电流源(I
REG
)不能立即发生变化，因此在“t = 0+”时刻(也就
是负载电流增加到I
L2的瞬间)，I
REG
= I
L1
。通过简单节点分析得出，此时电流源
需要输出电容：
I COUT ＝I
L2
－I
L1
C OUT 将继续提供电流直到控制环路把I
REG
提高到I
L2
为止。在C
OUT
必须提供电流期间，
随着电容放电，它两侧的电压将会降低。电容的内部寄生等效串联电阻(ESR)和等效串联电感(ESL)同样也会使C
OUT
两侧的电压降低，如图1所示。
图1：电流增加负载瞬变的发生
输出电压瞬态响应
所有的电容都含有ESR和ESL，二者都会对瞬态响应产生明显的影响。在一个增加的电流负载瞬变过程中看到的输出电压与图2中显示的类似。
图2：负载阶跃上升后的VOUT
ESL导致电容两侧的电压下降，该电压强烈依赖于负载瞬变的上升时间：负载变化越快，ESL在输出电压波形上产生的"尖峰"就会越大。该尖峰在时间上很窄，这是因为电感仅仅产生一个电压以响应变化着的电流，这可以通过下面的公式得出：
V＝Ldi/dt
)时，ESL的电压尖峰也就结束。负载电流瞬变的上升时当负载电流达到新值(I
L2
间越短，电感的影响也就越大。大容量陶瓷电容的ESR和ESL都很低，它们通常用在器件的管脚处，而这些器件对快速上升的负载瞬变有相应的要求。
不管电容提供电流还是吸收电流(用波形上的“ESR阶跃”表示)，输出电容的ESR都会导致电压降低。尤其要注意的是，这里的“ESR阶跃”是指负载瞬变时调节输出端的DC电压变化。这意味着当针对调节电压所必须满足的最大允许"电压容差范围"进行设计时，ESR成为一个关键性的考虑因素。
在稳压器的电流源被控制环路调整到新值之前的时间间隔内，ESR两侧的分压降低了输出电压(这段时间内C
放电电荷量也会相应有所减少)。
OUT
既然这些因素导致调节后的输出电压降到额定值以下，那么输出电压到误差放大器的反馈量使得电流源I
充分开启，从而迫使输出电压返回到额定电压。输
REG
出电压将上升并过冲超过额定值，此时随着环路继续进行调节，输出电压将被调整下降。这种情况下，环路的行为非常精确地反映了相位裕度(环路稳定度)。一个经过较好补偿且相位裕度大于40°的环路，将产生一个迅速消失的瞬变，而且该瞬变中仅包含一个大的偏移(如图2所示)。相对较小的相位裕度会在环路的建立行为上产生额外的“振铃周期(ring cycle)”。图2中的波形显示了一个稳定性方面的"最佳状况"描述，但它并不典型。
当控制环路到达一个新的稳态(此时稳压器的电流源提供的电流是I
)时，输出
L2
电容再次停止向电路提供电流。
为什么增/减的负载瞬变不对称？
存在两种类型的负载瞬变：负载电流突然增加，或者降低。前面的例子表明当负载电流突然增加时输出电压如何发生变化。下面的例子将探讨当负载电流突然降低时会发生什么情况(图3)。
图3：电流降低负载瞬变的发生
在这个例子中，负载电流突然从I
L1降低到I
L2
。因为I
REG
不能立即降到I
L2
，最初
它将继续提供I
L1
大小的电流。既然负载现在吸收更少的电流，那么输出电容必
须吸收I
L1和I
L2
之间的差值，这将迫使C
OUT
两侧的电压升高。
如果负载电流迅速下降，它将在ESL两侧产生一个电压尖峰，而且经过ESR流入
C OUT 的电流也将导致一个ESR"阶跃"(图4)。在尖峰过后，随着电容从吸收电流(I
L1
- I
L2)中充电，C
OUT
两侧的电压将会升高。
图4：负载突然下降时的VOUT
既然V
OUT 升高到额定值以上，反馈将最终导致控制环路关闭(或减小)电流源I
REG
。
但是既然大多数稳压器都无法将电流吸收到它们的输出端，V
OUT 只能按照C
OUT
向负
载的放电速度再次降到额定值(在I
REG 被减小或者关闭以后)。但是，一旦V
OUT
下
冲到额定值，控制环路将重新努力开启I
REG
并使输出迅速回转上升，导致这个循
环不断重复直至达到新的稳定状态条件，此时因为I
REG 等于I
L2
，C
OUT
将再次没有
电流流入。
负载降低瞬变的建立时间通常大于负载增加瞬变的建立时间，这是因为前者在
C
OUT
把过剩电压放电给负载阶段花费了更多的时间：既然负载电流需求量有所降低，那么电容的放电速度就变得更加缓慢。负载增加瞬变把它的大部分时间都用
在使C
OUT
回转上升上，同时稳压器在该模式下提供了最大电流(通常大于额定输
出电流)。与向负载放电时的降低相比，当被上述大电流以正方向驱动时，C
OUT
两侧的电压(也就是调节输出电压)将会变化得更快。
这表明在大多数情况下，对于负载从额定电流的20%阶跃上升到80%的瞬变来说，其输出电压重新建立到额定值的速度大于从额定负载电流的80%阶跃下降到20%的负载瞬变。即使总的负载电流变化相同，建立时间(以及波形的形状)也将呈现出很大差异。
优化瞬态响应
获得最优的瞬态响应需要优化系统设计参数，下面给出设计建议。
1. 好钢用在刀刃上。大容量陶瓷电容是世界上用于降低瞬变的最佳电容，大多数主板设计上都放置了大量的陶瓷电容(容量可达22μF)，这些电容直接安装在器件的引脚上，加电后可以抑制瞬变。大容量陶瓷电容通常所具有的ESR阻值低到毫欧姆量级，同时ESL的数值也很低。没有其它类型的电容能够同时为ESR 和 ESL提供像这种级别的性能(尽管电解电容可以提供极低的ESR)。
2. 需要在附近提供一个电荷库。陶瓷电容所能提供的电容大小有实际限制，因此通常用靠近它们的电解电容对陶瓷电容进行“备份”，这些电解电容能够在最初负载瞬态变化通过时对负载提供支持。过去在这方面经常使用钽电容，现在因为火灾隐患方面的考虑已经避免使用该元件。三洋公司的OSCON和POSCAP以及松下公司的SP电解电容都是具有极低ESR的高容量电容。
3. 廉价的大容量电容。通常在稳压器的输入端使用大容量、低成本、同时具有高ESR的铝电解质电容。原因在于输入端可以忍受高ESR的电容，这是由于ESR 引起的“电压阶跃”并不直接影响调节后的输出电压，相反它被稳压器的“线性调整”功能所抑制，该功能通常在稳压器的输入端对DC变化提供高达60~80dB 的衰减。
4. 稳压器带宽。具有较大环路带宽的稳压器可以对变化负载进行更快速的调节，同时可以减少输出端的大容量电容的数量，这通过稳压器在瞬变发生后不久吸收存储于高容量输入电容中的电荷来实现。一般来说，线性稳压器的速度经常明显快于开关的速度，这是因为线性稳压器的单位增益带宽可以大于500kHz(尽管由于功耗方面的约束，许多新型处理器芯片的高负载电流需求量要求使用开关转换器)。一条永远正确的结论是，速度越快意味着成本也就越高，并且无一例外地都需要增加大电流稳压器的带宽
低功耗电源的电感选择 超低功率或者超高功率开关电源稳压器的电感，并不象一般开关电源那样容易选择。目前常规的电感都是为一些主流设计所制造，并不能很好地满足一些特殊设计。本文主要讨论超低功率、超高效率Buck电路的电感选择问题。典型应用实例就是小体积电池长时间供电设备。在这种电路中，让工程师感到棘手的问题主要是电池容量（成本与体积）与Buck电路体积、效率之间的矛盾。为了减小开关电源的体积，最好选择尽可能高的开关频率。但是开关损耗以及输出电感的损耗会随着开关频率的提高而增大，而且很有可能成为影响效率的主要因素，正是这些矛盾大大提高了电路设计的难度。 Buck电路的电感要求 对工程师而言，铁磁性元件（电感）可能是最早接触的非线性器件。但是根据制造商提供的数据，很难预测电感在高频时的损耗。因为制造商通常只提供诸如开路电感、工作电流、饱和电流、直流电阻以及自激频率等参数。对于大部分开关电源设计来说，这些参数已经足够了，并且根据这些参数选择合适的电感也非常容易。但是，对于超低电流、超高频率开关电源来说，电感磁芯的非线性参数对频率非常敏感，其次，频率也决定了线圈损耗。 对于普通开关电源，相对于直流I2R损耗来说，磁芯损耗几乎可以忽略不计。所以通常情况下，除了“自激频率“这个与频率有关的参数外，电感几乎没有其他与频率相关的参数。但是，对于超低功率、超高频率系统（电池供电设备），这些高频损耗（磁芯损耗和线圈损耗）通常会远远大于直流损耗。 线圈损耗包括直流I2R损耗和交流损耗。其中，交流损耗主要是由于趋肤效应和邻近效应所导致。趋肤效应是指随着频率的提高移动的电荷越来越趋于导体表面流动，相当于减小了导体导电的横截面积，提高了交流阻抗。比如：在2MHz频率，导体导电深度（从导体表面垂直向下）大概只有0.00464厘米。这就导致电流密度降低到原来的1/e （大概0.37）。邻近效应是指电流在电感相邻导线所产生的磁场会互相影响，从而导致所谓的“拥挤电流”，也会提高交流阻抗。对于趋肤效应，可以通过多芯电线（同一根导线内含多根细导线）适度缓解。对于那些交流电流纹波远小于直流电流的电路，多芯电线可以有效降低电感的总损耗。 磁芯损耗主要是由于磁滞现象以及磁芯内部传导率或其他非线性参数的互感产生。在Buck拓扑结构中，第一象限的B-H磁滞回线对磁芯损耗影响最大。在第一象限这个局部图中，磁滞回线显示了电感从初始电感量过渡到峰值电感量再回到初始电感量的过程。如果开关电源稳定工作在不连续状态，磁滞回线会从剩余电感量（Br）过渡到峰值电感量（参考图1）。如果开关电源工作在连续状态，那么磁滞回线将会从直流偏置点上升到曲线峰值，再回到直流偏置点。通过实验可以确定磁滞回线的精确曲线形状（基本上是椭圆曲线）。
开关电源测试标准
开关电源的测试 良好的开关电源必须符合所有功能规格、保护特性、安全规范（如UL、CSA、VDE、DEMKO、SEMKO，长城等等之耐压、抗燃、漏电流、接地等安全规格）、电磁兼容能力（如FCC、CE等之传导与幅射干扰）、可靠性（如老化寿命测试）、及其他之特定需求等。 开关电源包括下列之型式： ·AC-DC：如个人用、家用、办公室用、工业用(电脑、周边、传真机、充电器) ·DC-DC：如可携带式产品(移动电话、笔计本电脑、摄影机，通信交换机二次电源) ·DC-AC：如车用转换器(12V～115/230V) 、通信交换机振铃信号电源 ·AC-AC：如交流电源变压器、变频器、UPS不间断电源 开关电源的设计、制造及品质管理等测试需要精密的电子仪器设备来模拟电源供应器实际工作时之各项特性(亦即为各项规格)，并验证能否通过。开关电源有许多不同的组成结构(单输出、多输出、及正负极性等)和输出电压、电流、功率之组合，因此需要具弹性多样化的测试仪器才能符合众多不同规格之需求。 电气性能(Electrical Specifications)测试 当验证电源供应器的品质时，下列为一般的功能性测试项目，详细说明如下： 一、功能(Functions)测试： ·输出电压调整(Hold-on Voltage Adjust) ·电源调整率(Line Regulation) ·负载调整率(Load Regulation) ·综合调整率(Conmine Regulation) ·输出涟波及杂讯(Output Ripple & Noise, RARD) ·输入功率及效率(Input Power, Efficiency) ·动态负载或暂态负载(Dynamic or Transient Response) ·电源良好/失效(Power Good/Fail)时间 ·起动(Set-Up)及保持(Hold-Up)时间 常规功能(Functions)测试 A. 输出电压调整： 当制造开关电源时，第一个测试步骤为将输出电压调整至规格范围内。此步骤完成后才能确保后 续的规格能够符合。通常，当调整输出电压时，将输入交流电压设定为正常值(115Vac或230Vac)， 并且将输出电流设定为正常值或满载电流，然后以数字电压表测量电源供应器的输出电压值并调整其 电位器(VR)直到电压读值位于要求之范围内。 B. 电源调整率：
电感损耗包括铁损和铜损。 电感磁芯中的功耗磁滞损耗和涡流损耗。 电感线圈中的功耗介绍。 解决方案： xx定律等数学物理方法计算功耗。 双极性变化的磁通对电感施加变化的正弦电压信号得到磁芯损耗与磁感应强度的关系曲线。 用估算法计算电感总损耗。 众所周知，电感损耗包括两方面： 其一是与磁芯相关的损耗，即传统的铁损；其二是与电感绕组相关的损耗，即通常所谓的铜损。 功率电感在开关电源中作为一种储能元件，开关导通期间存储磁能，开关断开期间把存储的能量传送给负载。磁滞特性是磁芯材料的典型特性，正是它产生电感磁芯的损耗。导磁率越大，磁滞曲线越窄，磁芯功耗越小。 电感磁芯中的功耗 电感在一个开关周期内由于磁场强度改变产生的能量损耗是在开关导通期间输入电感的磁能与开关断开期间输出磁能之间的差值。如果用ET代表一个开关周期电感的能量，则：。根据安培定律： 和xx定律： ，上述等式中的ET为： 。随着电感电流减小，磁场强度减弱，而磁感应强度从另一回路返回并变小。在此期间，大部分能量传送给负载，而存储能量和传送能量之间的差值即为损失的能量。而磁芯由于磁滞特性引起的功耗是上述能量损耗乘以开关频
率。该损耗大小与艬n有关，对于大多数铁氧体材质磁芯而言，n介于2.5~3之间。到目前为止，上述磁芯储能和损耗的推导与结论都基于下列条件： 磁芯工作在非饱和区；开关频率在磁芯正常工作范围内。 电感磁芯除了上述的磁滞损耗外，第二种主要损耗是涡流损耗。感应涡流在磁芯中流动将产生I2×R(或V2/R)的功耗。如果把磁芯想象为一个高阻值元件RC，那么，在RC将产生感应电压，根据法拉第定律，，其中AC为磁芯的有效截面积，因此功耗为： ，由此可见，磁芯由于涡流导致的功耗与磁芯中单位时间内磁通变化量的平方成正比。另外，由于磁通变化量直接与所加电压成正比，所以，磁芯的涡流功耗与电感电压和占空比成正比，即： ，其中VL为电感电压，tAPPLIED为一个开关周期(TP)中开关的导通(ON)或截止(OFF)时间。由于磁芯材料的高阻特性，通常涡流损耗比磁滞损耗小得多，通常数据手册中给出的磁芯损耗包括涡流损耗和磁滞损耗。 为电流渗透率(为导体的电阻率，是绕组材料的电阻系数(通常为铜材，其)，Area为绕阻导线有效截面积。由于体积较小的电感通常采用线径较细的导线，因此有效截面积较小，直流电阻较大。再者，电感量较大的电感需要绕制的匝数较多，因此线圈导线较长，电阻也会增大。对于直流电压，线圈损耗是由于绕组的直流电阻(RDC)产生的，电感的数据手册都会给出该参数。随着频率的提高，将出现众所周知的电流趋肤现象，因此对于交流电，绕阻的实际电阻会随频率的升高而增大，大于RDC，绕阻的铜损增加。电感线圈交流电阻的大小由特定频率下电流在导体中的渗透深度决定。渗透深度界定点为： 该点的电流密度减小到导体表面电流密度的1/e(或直流电时)，计算公式为： ，其中实际电感的功耗还包括线圈中的功耗，即铜损(或线损)。直流供电时，线圈中的功耗是因为线圈导线并非理想导体，有直流电阻存在，有电流流过时，将消耗功率，即IRMS2×RDC。线圈的电阻定义为：
如果确定开关电源电感值 开关电源电感器是开关电源设备的重要元器件，它是利用电磁感应的原理进行工作的。它的作用是阻交流通直流,阻高频通低频(滤波)，也就是说高频信号通过电感线圈时会遇到很大的阻力，很难通过，而对低频信号通过它时所呈现的阻力则比较小，即低频信号可以较容易的通过它。电感线圈对直流电的电阻几乎为零。 本文将阐明为非隔离式开关电源(SMPS)选用电感器的基本要点。所举实例适合超薄型表面贴装设计的应用，像电压调节模块(VRM)和负载点(POL)型电源，但不包括基于更大底板的系统。 图1所示为一个降压拓扑结构开关电源的架构，该构架广泛应用于输出电压小于输入电压的开关电源系统。在典型的降压拓扑结构电路中，当开关(Q1)闭合时，电流开始通过这个开关流向输出端，并以某一速率稳步增大，增加速率取决于电路电感。根据楞次定律，di=E*dt/L，流过电感器的电流所发生的变化量等于电压乘以时间变化量，再除以这个电感值。由于流过负载电阻RL的电流稳定增加，输出电压成正比增大。 在达到预定的电压或电流限值时，开关电源控制集成电路将开关断开，从而使电感周围的磁场衰减，并使偏置二极管D1正向导通，从而继续向输出电路供给电流，直至开关再度接通。这一循环反复进行，而开关的次数由控制集成电路来确定，并将输出电压调控在要求的电压值上。图2所示为在若干个开关循环周期内，流过电感器和其它降压拓扑电路元件上的电压和电流波形。 电感值对于在开关电源开关断开期间保持流向负载的电流很关键。所以必须算出保持降压变换器输出电流所必需的最小电感值，以确保在输出电压和输入电流处于最差条件下，仍能够为负载供应足够的电流。为确定最小的电感值，
深入剖析电感电流 DC/DC电路中电感的选择 原文：Fairchild Semic on ductor AB-12 : In sight into In ductor Curre nt 翻译：frm （注：只有充分理解电感在DC/DC电路中发挥的作用，才能更优的设计DC/DC 电路。本文还包括对同步DC/DC及异步DC/DC既念的解释。） 简介 在开关电源的设计中电感的设计为工程师带来的许多的挑战。工程师不仅要选择 电感值，还要考虑电感可承受的电流，绕线电阻，机械尺寸等等。本文专注于解释：电感上的DC电流效应。这也会为选择合适的电感提供必要的信息。 理解电感的功能 电感常常被理解为开关电源输出端中的LC滤波电路中的L （C是其中的输出电容）。虽然这样理解是正确的，但是为了理解电感的设计就必须更深入的了解电感的行为。 在降压转换中（Fairchild 典型的开关控制器），电感的一端是连接到DC输出电压。另一端通过开关频率切换连接到输入电压或GND V JM A S悟怕1 DC Output Voltage * State 2 Figure 1. Basic Switching Action of a Converter 在状态1过程中，电感会通过（高边“high-side ”）MOSFE连接到输入电压。在状态2过程中，电感连接到GND由于使用了这类的控制器，可以采用两种方式实现电感接地：通过二极管接地或通过（低边“ low-side ”）MOSFE接地。如果是后一种方式，转换器就称为“同步（synchronus ）”方式。 现在再考虑一下在这两个状态下流过电感的电流是如果变化的。在状态1过程中，电感的一端连接到输入电压，另一端连接到输出电压。对于一个降压转换器，输入电压必须比输出电压高，因此会在电感上形成正向压降。相反，在状态2 过程中，原来连接到输入电压的电感一端被连接到地。对于一个降压转换器，输 出电压必然为正端，因此会在电感上形成负向的压降。
开关电源的基本要求 A：开关电源就是用通过电路控制开关管进行高速的道通与截止．将直流电转化为高频率的交流电提供给变压器进行变压，从而产生所需要的一组或多组电压。B：开关电源就是用半导体功率器件作开关，把一种电源形态转换为另一种电源形态 电源是一切电子设备的动力源,是保证电子设备的基础部件。据相关统计，电源故障约占电子设备整机故障率的40%---50%。为此，对电源必须提出一些基本要求，包括使用性能和电气性能。 一、使用性能要求 1、高的可靠性。平均无故障工件时间MTBF是衡量电源可靠性的重要指标，在通用电源的标准中规定，可靠性指标MTBF大于等于3000h是最低要求。航空航天电源要求更高，现制造技术和工艺不断成熟，MTBF可达500000h以上。折算是78.6年。 2、高的安全性。设计出的开关电源，应该符合相关标准或规范中规定的安全性能指标要求，如绝缘要求。抗电强度要求，防人身触电要求等，以防止在极限状况或恶劣环境条件下，出现电源故障并危及人身或设备安全。 3、好的可维修性。平均故障维修时间MTTR是衡量电源可维修性的重要指标。电源出现故障时，应能用时诊断出故障现象用部位，无需使用专用工具或不需要熟练技式就能在较短时间内，排除故障、替换故障部件及模块。一般要求MTTR小于30min。这除了要求电源有故障自诊断功能外，必须采用先进的设计、制造技术和工艺，如标准化、模块化（如上板的驱动模块）、电力电子集成等设计制造工艺。 4、高的功率密度。提高电源单位体积的功率容量（W/立方cm）及单位质量的功率容量（W/g），c以减少电源的体积和质量，便于用户安装、集成、移动及使用。实现高功率密度的关键是提高开关频率、减少损耗，与此相应的要求应用低损耗功率器件、高导热、高绝缘性能的绝缘材料，应用软开关电路结构。 5、高性价比、低使用维修费用。 6、环境适宜性要求。环境适宜性要求包括工作温度、储存温度范围、环境温度、对源电压品质及周围环境净化程度等。这些要求应以符合相关标准或满足合同要求为前提。 二、电气性能参数。 电源的电气性能参数通常包括电源输入特性参数、输出特性参数以及必要的附加功能。 1、源电压特性。 （1）源电压类型直流或交流。交流输入时是单相或是三相。 （2）源电压允许变化范围。源电压在此范围变化时电源给保证正常工作。通常在三相输入时取±15%的波动率。 （3）源电流。开关电源的源电流一般情况下不是正弦波，它的方均根值（有效值）是正弦波的2.12倍指出源电流是必要的，这样可以提供用户使用安装相应的配电盘。 （4）源功率因素。开关电源的源电流波形与源电压相位差的余弦与电流畸变因子的乘积即为功率因素。它反映出开关电源装置接入电网后对电网产生的影响程度，同时也影响开关电源的效率，一般功率因素PF 大于等于0.8 2、效率。电源的效率是指输入功率能传输到输出的程度，或且说输出功率与输入功率的比值。 3、源效应（电网电压调整率）是指在额定或规定的负载范围内，输入电压在规定的允许范围内变化时，引上起电压变化量与输出电压整定值之比的百分数。输入电压一般取波动下限。标称值和上限三点。测量输出电压的变化量，则源效应CV=|VoN-Vo|/VoN*100%。式中VoN为源电压在额定标称值时的输出电压，Vo 为源电压波动时的输出电压。对恒流源而言，源效应是指输出电网电压在规定的允许范围内变化时，引起输出电流变化量与输出电流设计值之比的百分数。即CC=（ΔIo/IoN）*100%。 4、负载效应（负载调整率）。是在规定的源电压（可以是标称源电压，也可以是源电压的允许下限或上限）下，负载电流从空载（也可以按产品标准规定的某一轻载）至满载变化时，引起输出的变化量与输入整定值之比的百分数。
为开关电源选择合适的电感 电感是开关电源中常用的元件，由于它的电流、电压相位不同，所以理论上损耗为零。电感常为储能元件，也常与电容一起用在输入滤波和输出滤波电路上，用来平滑电流。电感也被称为扼流圈，特点是流过其上的电流有“很大的惯性”。换句话说，由于磁通连续特性，电感上的电流必须是连续的，否则将会产生很大的电压尖峰。 电感为磁性元件，自然有磁饱和的问题。有的应用允许电感饱和，有的应用允许电感从一定电流值开始进入饱和，也有的应用不允许电感出现饱和，这要求在具体线路中进行区分。大多数情况下，电感工作在“线性区”，此时电感值为一常数，不随着端电压与电流而变化。但是，开关电源存在一个不可忽视的问题，即电感的绕线将导致两个分布参数(或寄生参数)，一个是不可避免的绕线电阻，另一个是与绕制工艺、材料有关的分布式杂散电容。 杂散电容在低频时影响不大，但随频率的提高而渐显出来，当频率高到某个值以上时，电感也许变成电容特性了。如果将杂散电容“集”为一个电容，则从电感的等效电路可以看出在某一频率后所呈现的电容特性。 当分析电感在线路中的工作状况或者绘制电压电流波形图时，不妨考虑下面几个特点： 1. 当电感L 中有电流I 流过时，电感储存的能量为： E＝0.5×L×I2 (1) 2. 在一个开关周期中，电感电流的变化(纹波电流峰峰值)与电感两端电压的关系为： V＝(L×di)/dt (2) 由此可看出，纹波电流的大小跟电感值有关。 3. 就像电容有充、放电电流一样，电感器也有充、放电电压过程。电容上的电压与电流的积分(安·秒)成正比，电感上的电流与电压的积分(伏·秒)成正比。只要电感电压变化，电流变化率di/dt 也将变化；正向电压使电流线性上升，反向电压使电流线性下降。 计算出正确的电感值对选用合适的电感和输出电容以获得最小的输出电压纹波而言非常重要 从图1 可以看出，流过开关电源电感器的电流由交流和直流两种分量组成，因为交流分量具有较高的频率，所以它会通过输出电容流入地，产生相应的输出纹波电压dv=di×RESR。这个纹波电压应尽可能低，以免影响电源系统的正常操作，一般要求峰峰值为10mV~500mV。 纹波电流的大小同样会影响电感器和输出电容的尺寸，纹波电流一般设定为最大输出电流的10%~30%，因此对降压型电源来说，流过电感的电流峰值比电源输出电流大5%~15%。 降压型开关电源的电感选择 为降压型开关电源选择电感器时，需要确定最大输入电压、输出电压、电源开关频率、最大
开关电源常见四大故障及检修方法 开关电源是各种电子设备必不可缺的组成部分，其性能优劣直接关系到电子设备的技术指标及能否安全可靠地工作。由于深圳开关电源内部关键元器件工作在高频开关状态，功耗小，转化率高，且体积和重量只有线性电源的20%—30%，故目前它已成为稳压电源的主流产品。电子设备电气故障的检修，本着从易到难的原则，基本上都是先从电源入手，在确定其电源正常后，再进行其他部位的检修，且电源故障占电子设备电气故障的大多数。故了解开头电源基本工作原理，熟悉其维修技巧和常见故障，有利于缩短电子设备故障维修时间，提高个人设备维护技能。 1. 无输出，保险管正常这种现象说明开关电源未工作或进入了保护状态。首先要测量电源控制芯片的启动脚是否有启动电压，若无启动电压或者启动电压太低，则要检查启动电阻和启动脚外接的元件是否漏电，此时如电源控制芯片正常，则经上述检查可以迅速查到故障。若有启动电压，则测量控制芯片的输出端在开机瞬间是否有高、低电平的跳变，若无跳变，说明控制芯片坏、外围振荡电路元件或保护电路有问题，可先代换控制芯片，再检查外围元件;若有跳变，一般为开关管不良或损坏。 2. 保险烧或炸主要检查300V上的大滤波电容、整流桥各二极管及开关管等部位，抗干扰电路出问题也会导致保险
烧、发黑。需要注意的是：因开关管击穿导致保险烧一般会把电流检测电阻和电源控制芯片烧坏。负温度系数热敏电阻也很容易和保险一起被烧坏。 3. 有输出电压，但输出电压过高这种故障一般来自于稳压取样和稳压控制电路。在直流输出、取样电阻、误差取样放大器如TL431、光耦、电源控制芯片等电路共同构成一个闭合的控制环路，任何一处出问题就会导致输出电压升高。 4. 输出电压过低除稳压控制电路会引起输出电压低，还有下面一些原因也会引起输出电压低： a. 开关电源负载有短路故障（特别是DC/DC变换器短路或性能不良等），此时，应该断开开关电源电路的所有负载，以区分是开关电源电路还是负载电路有故障。若断开负载电路电压输出正常，说明是负载过重;或仍不正常说明开关电源电路有故障。 b. 输出电压端整流二极管、滤波电容失效等，可以通过代换法进行判断。 c. 开关管的性能下降，必然导致开关管不能正常导通，使电源的内阻增加，带负载能力下降。 12v开关电源维修分析 一.开关电源不启振，出现这种情况，我们首先要查看开关频率是否正确、保护电路是否封锁、电压反馈电路、电流反馈电路又没问题以及开关管是否击穿等。
――DC/DC 电路中电感的选择 原文：Fairchild Semiconductor AB-12：Insight into Inductor Current 下载 翻译：frm （注：只有充分理解电感在DC/DC电路中发挥的作用，才能更优的设计DC/DC电路。本文还包括对同步DC/DC及异步DC/DC概念的解释。） 本文PDF文档下载 简介 在开关电源的设计中电感的设计为工程师带来的许多的挑战。工程师不仅要选择电感值，还要考虑电感可承受的电流，绕线电阻，机械尺寸等等。本文专注于解释：电感上的DC电流效应。这也会为选择合适的电感提供必要的信息。 理解电感的功能 电感常常被理解为开关电源输出端中的LC滤波电路中的L（C是其中的输出电容）。虽然这样理解是正确的，但是为了理解电感的设计就必须更深入的了解电感的行为。 在降压转换中（Fairchild典型的开关控制器），电感的一端是连接到DC输出电压。另一端通过开关频率切换连接到输入电压或GND。 在状态1过程中，电感会通过（高边“high-side”）MOSFET连接到输入电压。在状态2过程中，电感连接到GND。由于使用了这类的控制器，可以采用两种方式实现电感接地：通过二极管接地或通过（低边“low-side”）MOSFET接地。如果是后一种方式，转换器就称为“同步（synchronus）”方式。 现在再考虑一下在这两个状态下流过电感的电流是如果变化的。在状态1过程中，电感的一端连接到输入电压，另一端连接到输出电压。对于一个降压转换器，输入电压必须比输出电压高，因此会在电感上形成正向压降。相反，在状态2过程中，原来连接到输入电压的电感一端被连接到地。对于一个降压转换器，输出电压必然为正端，因此会在电感上形成负向的压降。 我们利用电感上电压计算公式： V=L(dI/dt) 因此，当电感上的电压为正时（状态1），电感上的电流就会增加；当电感上的电压为负时（状态2），电感上的电流就会减小。通过电感的电流如图2所示： 通过上图我们可以看到，流过电感的最大电流为DC电流加开关峰峰电流的一半。上图也称为纹波电流。根据上述的公式，我们可以计算出峰值电流：
如何为开关电源选择合适的电感 电感，一直以来都有些许神秘：它可以产生磁场，把磁场和电场联系起来；电感的电流I不能突变，但电流变化率dI/dt可以突变；电感的储能与其流过的电流有关。 铁氧体和铁粉是用于开关电源电感的两种磁芯材料。应用于电源的储能电感通常制成闭环，使得整个磁场包含在电感的内部，因此磁通大小与磁芯的存储能量将表征磁芯材料的特性。 以Buck电路的输出电感为例。该电感的磁芯具有一定的直流分量，适用的材质有：（1）铁粉芯 碾磨的铁粉与其他的合金组成的精细颗粒与绝缘材料涂层构成磁粉芯。铁粉颗粒周围的绝缘颗粒构成了铁粉芯的内在分散气隙。 （2）带气隙的铁氧体磁芯 Buck电路的电感具有一定的直流分量。若不开气隙，铁氧体磁芯极其容易饱和。开气隙后，闭合磁路的磁通将快速增大。由于空气的相对磁导率为1，且磁芯材料的相对磁导率为几千以上，所以，磁芯中的大部分能量将存储在气隙磁通中。 气隙降低了磁芯的有效磁导率，整个B-H曲线会倾斜，增大了饱和时的磁场强度H，磁芯不太容易饱和。图 1为不开气隙和开气隙的B-H曲线。 图 1 电感B-H曲线 通常我们会发现，大多数采用铁氧体的电感设计，其磁芯损耗仅为电感总损耗（线圈加上磁芯损耗）的5%~10%。但是若电感采用铁粉芯，则该值会增加到20%~30%。 一、电感：磁芯的饱和 当流过电感的电流（或磁场强度）大于一定值时，电感的磁芯可能饱和。当其饱和时，其感量会减小，并接近于0。 某反激电路的限流电阻上的电压波形如图 2所示（反激变换器中变压器的初、次级可以看成一对耦合电感）。从图中可以看出流经初级电感的电流波形。当电流增大时，电感逐渐饱和，电感量减小，从而导致梯形电流的波形的斜率增大。
1.0 目的： 统一定义本司电源产品的测试方法与标准，给电源的测试提供一个方法依据，从而使电源的测试能够正确、准确地进行。 2.0 适用范围： 适用于测试工程师、技术员和工程测试人员对本司所有电源类产品的测试验证. 3.0 定义 略 4.0 权责： 测试组：测试工程师、技术员对各阶段样机进行测试验证，并提供测试报告 研发组：针对测试组在测试过程中提出的问题点进行改善. 5.0 程序内容： 5.1 输入电流 5.1.1 测试条件 5.1.1.1 输入电压: 下限电压/上限电压/额定电压 5.1.1.2 负载: 满载条件 5.1.1.3 环境温度：室温 5.1.2 测试设备 5.1.2.1 可编程交流源 5.1.2.2 精密电子负载 5.1.2.3 电参数测试仪 5.1.3测试方法与步骤 5.1.3.1接线方法请参考下图 5.1.3.2 说明：当DC输入时，图中Power analyzer（电参数测试仪）用万用表替代测试电流 5.1.3.3 依照客户规格输入电压设定AC Source/DC Source的输出电压 5.1.3.4 依照客户规格的满载条件设定电子负载带载条件 5.1.3.5 开启AC Source 电源输出并确认EUT正常动作后，直接读取电参数测试仪的电流读 值或AC SOURCE上的电流读值即为输入电流值 5.1.3.6 DC输入时，用导线直接将DC Source与EUT连接，用钳流表量测其输入电流 5.1.4 判定标准 依照客户规格或开发样机规格书所定的标准判定，若规格无输入电流测试的判定标准，则此项测试仅供参考
5.1.5 注意事项 5.1.5.1 若客户对输入电流之量测条件有特别的要求，则测试标准条件的设定以客户规格为准 5.1.5.2 通常在外部环境为高温，EUT 规定的最低电压输入，EUT满载的条件下，所测得的电 流最大 5.1.5.3 电参数测试仪上显示的电流值的精确度要比AC Source 显示的电流值要高,建议用电 参数测试仪读取 5.2 启动冲击电流 5.2.1 测试条件 5.2.1.1 通常在高温环境、EUT允许最高的输入电压（AC输入的相位角建议为９０℃或２７ ０℃）及满载条件下所测得的数值最大 5.2.1.2 如客户无特别要求，本司的测试要求在常温条件下测试 5.2.1.3 一般而言，客户所定的冲击电流规格时通常会分别规定热态及冷态时的最大值，故量 测时严格以客户要求为准 5.2.2 测试设备 5.2.2.1 可编程交流源 5.2.2.2 精密电子负载 5.2.2.3 数字示波器 5.2.2.4 电流探头 5.2.3 测试方法与步骤 5.2.3.1 依据下图将仪器和待测物接线. 5.2.3.2 依照客户规格输入电压之上下限设定AC Source之电压输出. 5.2.3.3 依照客户规格作业温度的高温设定外部环境(Chamber)温度. 5.2.3.4 依照客户规格的满载条件设定电子负载条件：满载. 5.2.3.5 连接电流探头与示波器，设置适当的档位，将示波器触发设定为Normal捕获冲击电流 波形. 5.2.3.6 开启AC Source/DC Source 电源瞬间，示波器所取得的电流波形并判读其最高点的读 值为冲击电流，存储该冲击电流波形 5.2.4 判定标准 依照客户规格或本司企业标准所定标准判定，若规格无Inrush current测试标准，则此测试仅供参考 5.2.5 注意事项
功率电感器的啸叫原因以及有效对策 在笔记本电脑、平板电脑、智能手机、电视机以及车载电子设备等运行时，有时会听到"叽"的噪音。该现象称为"啸叫"，导致该现象出现的原因可能在于电容器、电感器等无源元件。电容器与电感器的发生啸叫的原理不同，尤其是电感器的啸叫，其原因多种多样，十分复杂。本文中将就DC-DC转换器等电源电路的主要元件——功率电感器的啸叫原因以及有效对策进行介绍。 功率电感器啸叫原因 间歇工作、频率可变模式、负荷变动等可能导致人耳可听频率振动 声波是在空气中传播的弹性波，人的听觉可听到大约20～20kHz频率范围的"声音"。在DC-DC转换器的功率电感器中，当流过人耳可听范围频率的交流电流以及脉冲波时，电感器主体会发生振动，该现象称为"线圈噪音"，有时也会被听成啸叫现象(图1)。 图1：功率电感器啸叫机制 随着电子设备的功能不断强化，DC-DC转换器的功率电感器也成为了噪音发生源之一。DC-DC转换器通过开关器件进行ON/OFF，由此产生脉冲状电流。通过控制ON的时间长度(脉宽)，可得到电压恒定的稳定直流电流。该方式称为PWM(脉冲调幅)，其作为DC-DC 转换器的主流方式获得广泛使用。 但DC-DC转换器的开关频率较高，达到数100kHz～数MHz，由于该频率振动超出了人耳可听范围，因此不会感受到噪音。那么，为什么DC-DC转换器的功率电感器会发出"叽"的啸叫呢? 可能的原因有几个，首先可能的是以节省电池电力等为目的，让DC-DC转换器进行间歇工作的情况，或将DC-DC转换器从PWM方式切换为PFM(脉冲调频)方式，在频率可变模式下运行的情况。图2所示为PWM方式与PFM方式的基本原理。 图2：PWM(脉冲调幅)方式与PFM(脉冲调频)方式
开关电源中电感的设计 在开关电源的设计中电感的设计为工程师带来的许多的挑战。工程师不仅要选择电感值，还要考虑电感可承受的电流，绕线电阻，机械尺寸等等。本文专注于解释：电感上的DC 电流效应。这也会为选择合适的电感提供必要的信息。 理解电感的功能 电感常常被理解为开关电源输出端中的LC 滤波电路中的L（C 是其中的输出电容）。虽然这样理解是正确的，但是为了理解电感的设计就必须更深入的了解电感的行为。 在降压转换中（Fairchild典型的开关控制器），电感的一端是连接到DC 输出电压。另一端通过开关频率切换连接到输入电压或GND。 在状态1 过程中，电感会通过（高边“high-side”）MOSFET连接到输入电压。在状态2 过程中，电感连接到GND。由于使用了这类的控制器，可以采用两种方式 实现电感接地：通过二极管接地或通过（低边“low-side”）MOSFET接地。如果是后 一种方式，转换器就称为“同步（synchronus）”方式。 现在再考虑一下在这两个状态下流过电感的电流是如果变化的。在状态1 过程中，电感的一端连接到输入电压，另一端连接到输出电压。对于一个降压转换器，输入电压必须比输出电压高，因此会在电感上形成正向压降。相反，在状态2 过程中，原来连接到输入电压的电感一端被连接到地。对于一个降压转换器，输出电压必然为正端，因此会在电感上形成负向的压降。 我们利用电感上电压计算公式： V=L(dI/dt) 因此，当电感上的电压为正时（状态1），电感上的电流就会增加；当电感上的电压为负时（状态2），电感上的电流就会减小。通过电感的电流如图2 所示：
通过上图我们可以看到，流过电感的最大电流为DC 电流加开关峰峰电流的一半。上图也称为纹波电流。根据上述的公式，我们可以计算出峰值电流： 其中，ton 是状态1 的时间，T 是开关周期（开关频率的倒数），DC 为状态1 的占空比。 警告：上面的计算是假设各元器件（MOSFET上的导通压降，电感的导通压降或异步电路中肖特基二极管的正向压降）上的压降对比输入和输出电压是可以忽略的。 如果，器件的下降不可忽略，就要用下列公式作精确计算： 同步转换电路： 异步转换电路：其中，Rs 为感应电阻阻抗加电感绕线电阻的阻。Vf 是肖特基二极管的正向压降。R 是Rs加MOSFET 导通电阻，R=Rs+Rm。
开关电源的检测之电气测试 良好的开关电源必须符合所有功能规格、保护特性、安全规范（如UL、CSA、VDE、DEMKO、SEMKO，长城等等之耐压、抗燃、漏电流、接地等安全规格）、电磁兼容能力（如FCC、CE等之传导与幅射干扰）、可靠性（如老化寿命测试）、及其他之特定需求等。 一、开关电源包括下列之型式： ·AC-DC：如个人用、家用、办公室用、工业用(电脑、周边、传真机、充电器) ·DC-DC：如可携带式产品(移动电话、笔计本电脑、摄影机，通信交换机二次电源) ·DC-AC：如车用转换器(12V～115/230V) 、通信交换机振铃信号电源 ·AC-AC：如交流电源变压器、变频器、UPS不间断电源 开关电源的设计、制造及品质管理等测试需要精密的电子仪器设备来模拟电源供应器实际工作时之各项特性(亦即为各项规格)，并验证能否通过。开关电源有许多不同的组成结构(单输出、多输出、及正负极性等)和输出电压、电流、功率之组合，因此需要具弹性多样化的测试仪器才能符合众多不同规格之需求。 二、电气性能(Electrical Specifications)测试 当验证电源供应器的品质时，下列为一般的功能性测试项目，详细说明如下： *功能(Functions)测试： ·输出电压调整(Hold-on V oltage Adjust) ·电源调整率(Line Regulation) ·负载调整率(Load Regulation) ·综合调整率(Conmine Regulation) ·输出涟波及杂讯(Output Ripple & Noise, RARD) ·输入功率及效率(Input Power, Efficiency) ·动态负载或暂态负载(Dynamic or Transient Response) ·电源良好/失效(Power Good/Fail)时间 ·起动(Set-Up)及保持(Hold-Up)时间 *保护动作(Protections)测试： ·过电压保护(OVP, Over Voltage Protection) ·短路保护(Short) ·过电流保护(OCP, Over Current Protection) ·过功率保护(OPP, Over Power Protection) *安全(Safety)规格测试： ·输入电流、漏电电流等 ·耐压绝缘: 电源输入对地，电源输出对地；电路板线路须有安全间距。 ·温度抗燃：零组件需具备抗燃之安全规格，工作温度须於安全规格内。
1:线径的计算： 一般铜线截面积每平方mm取值5安培电流。（高频取4.95，低频取3.5.） 公式1：。公式2： 。r=半径。 例题： 假设铜线半径是1mm. 3.141×1=3.141×5A=15.705A电流。15.7A. =2.0mm铜线直径。 2: 峰值功率计算。 Pout = (Vout+Vf) Iout 1.2 3：初级峰值电流计算： IPmax = IPmin = KIP1 K为脉动电流，取值：0.4. 4：输入电流公式： ÷PF=Pin÷Vin=Iin。 3：肖特基的取值计算。 肖特基一般取输出电流的2-3倍。 匝比一般是10比1 输出峰值电压的计算： 〈（Vin(max)×）+80V〉÷n + Vout=峰值电压。 〈〔最大输入电压×〕＋80V〉÷匝比＋输出电压。 例题： 以输出5V为例： 〈〔最大输入电压264V×1.414〕＋80V〉÷匝比10＋输出电压5V。 峰值电压等于==50.32V. /*****************************************************************/ 开关变压器计算步骤： P-初级，S-次级，D-占空比，n匝比，L-电感量，f频率，η-效率, K-脉动电流。T-时间，ON-开,NP-初级匝数，IP 峰值电流。 AE-磁芯截面积，查磁芯表。Bm-磁通密度。单位-高斯。 /******************************************************************* 要求：输入电压《85-265V》。
最大占空比0.45左右。根据IC资料选择。 η-效率。0.75 Vout-输出电压。5V Iout-输出电流。2A f –开关频率。100K IC方案，选择7535. 10W /******************************************************************** 1：估算初级输入电流：I in ÷PF=Pin÷Vin=Iin。 /0.6=22.22/85=0.2614 A 根据输入电流计算输入线径： = 0.13mm1.2=0.156 输出线径; = 1.01579mm /*******************************************************************/ 1: Ton计算导通时间。 T:时间。T= = = 10us Ton = 100.45 =4.5us. 导通时间。 Toff = 10 0.55 = 5.5us. 截至时间。 /********************************************/ 2：算出初次级匝比. N = N = = = 14.131661 /********************************************/ 3：IP 峰值功率。 Pout = (Vout+Vf) Iout 1.2 = (5+1) 2 1.2 = 14.4W /********************************************/
开关电源的性能指标和测试规范 第一部分：电源指标的概念、定义 一．描述输入电压影响输出电压的几个指标形式。 1．绝对稳压系数。 A．绝对稳压系数：表示负载不变时，稳压电源输出直流变化量△U0与输入电网变化量△Ui之比。既：K=△U0/△Ui。 B．相对稳压系数：表示负载不变时，稳压器输出直流电压Uo的相对变化量△Uo与输出电网Ui的相对变化量△Ui之比。急： S=△Uo/Uo / △Ui/Ui 2. 电网调整率。 它表示输入电网电压由额定值变化+-10%时，稳压电源输出电压的相对变化量，有时也以绝对值表示。3. 电压稳定度。 负载电流保持为额定范围内的任何值，输入电压在规定的范围内变化所引起的输出电压相对变化△Uo/Uo （百分值），称为稳压器的电压稳定度。 二．负载对输出电压影响的几种指标形式。 1．负载调整率（也称电流调整率）。 在额定电网电压下，负载电流从零变化到最大时，输出电压的最大相对变化量，常用百分数表示，有时也用绝对变化量表示。 2．输出电阻（也称等效内阻或内阻）。 在额定电网电压下，由于负载电流变化△IL引起输出电压变化△Uo，则输出电阻为 Ro=|△Uo/△IL| 欧。 三．纹波电压的几个指标形式。 1．最大纹波电压。 在额定输出电压和负载电流下，输出电压的纹波（包括噪声）的绝对值的大小，通常以峰峰值或有效值表示。 2．纹波系数Y（%）。 在额定负载电流下，输出纹波电压的有效值Urms与输出直流电压Uo之比，既 y=Umrs/Uo x100% 3．纹波电压抑制比。 在规定的纹波频率（例如50HZ）下，输出电压中的纹波电压Ui~与输出电压中的纹波电压Uo~之比，即：纹波电压抑制比=Ui~/Uo~ 。 这里声明一下：噪声不同于纹波。纹波是出现在输出端子间的一种与输入频率和开关频率同步的成分，用峰-峰（peak to peak）值表示，一般在输出电压的0.5%以下；噪声是出现在输出端子间的纹波以外的一种高频成分，也用峰-峰（peak to peak）值表示，一般在输出电压的1%左右。纹波噪声是二者的合成，用峰-峰（peak to peak）值表示，一般在输出电压的2%以下。 四．冲击电流。冲击电流是指输入电压按规定时间间隔接通或断开时，输入电流达到稳定状态前所通过的最大瞬间电流。一般是20A——30A。 五．过流保护。是一种电源负载保护功能，以避免发生包括输出端子上的短路在内的过负载输出电流对电源和负载的损坏。过流的给定值一般是额定电流的110%——130%。
一、电感对整流电路的影响有哪些如何分析 1.变压器漏感 ◆实际上变压器绕组总有漏感，该漏感可用一个集中的电感LB 表示，并将其折算到变压器二次侧。 ◆由于电感对电流的变化起阻碍作用，电感电流不能突变，因此换相过程不能瞬间完成，而是会持续一段时间。 2.现以三相半波为例来分析，然后将其结论推广 ◆假设负载中电感很大，负载电流为水平线。 图为考虑变 压器漏感时的三相半波可控整流电路及波形◆分析从VT1换相至VT2的过程 在ωt1时刻之前VT1导通，ωt1时刻触发VT2，因a 、b 两相均有漏感，故ia 、ib 均不能突变，于是VT1和VT2同时导通，相当于将a 、b 两相短路，两相间电压差为ub-ua ，它在两相组成的回路中产生环流ik 如图所示。 ik=ib 是逐渐增大的，而 ia=Id-ik 是逐渐减小的。 当ik 增大到等于Id 时，ia=0，VT1关断，换流过程结束。 换相过程持续的时间用电角度λ表示，称为换相重叠角。 ◆基本数量关系
?换相过程中，整流输出电压瞬时值为 ?换相压降：与不考虑变压器漏感时相比，ud 平均值降低的多少，即 ?换相重叠角λ √由式（3-30）得出： 进而得出： 当 时， 于是有 √随其它参数变化的规律： ⑴Id 越大则λ越大； ⑵XB 越大λ越大； ⑶当α≤90时，α越小γ越大。 2d d d d b a b a d u u t i L u t i L u u k B k B +=-=+=5566 55d b d b b B 66565B B B d 0 6d 13()d()[()]d()2/32d d 33 3d()d 2d 22d k I k k i U u u t u u L t t i L t L i X I t ππαγαγππααπ αγπαωωππωωπ π π+++++++++?=-=--= ==??? ?B 2B a b 2)65(sin 62)(d d L t U L u u t i k πω-=-=2256 B B 6655sin()d()[cos cos()]26 26 t k U U i t t t X X ωπαππ ωωαω+= -=--? γ αω+=t d I i k =)] cos([cos 26B 2d γαα+-=X U I 2 d B 62)cos(cos U I X = +-γαα
4KW PFC 相关电容电感计算 1. 输入电容计算 参阅IR1153应用规格书2000W PFC 计算如下： 因为()()2L IN RMS MAX IN I sw IN RMS MIN I C k f r V π?=??? ，所以需要先求()IN RMS MAX I ，参阅IR1153应用 规格书2000W PFC 计算如下： 当P OUT =4000W 时，() ()400043480.92 O MAX IN MAX MIN P W P W η===； 因为一般需要对市电220VAC （﹣10%，+15%）变动范围内的PFC 运行情况进行确认是否存在异常，即198V~254VAC ，所以()198IN RMS MIN V V =。假设当PFC 在4000W
负载情况下运行功率因数cos φ为0.998，则： () ()()400022()0.921980.998 O MAX IN RMS MAX MIN IN RMS MIN P W I A V PF V η===??； ()()2231.1IN PEAK MAX IN RMS MAX I A A ===； 综上所述，高频输入电容计算如下所示： ()()2235% 3.12222.29%198L IN RMS MAX IN I sw IN RMS MIN I A C k uF f r V kHz V ππ?==?=??????； 所以一个标准的3.3uF 或者2.2uF ，630V 的聚酯（薄膜）电容可以选用。 2. 输出电容计算 参阅IR1153应用规格书2000W PFC 计算如下： 由计算公式：()22() 2O OUT MIN O O MIN P t C V V ???=- ，当P OUT =4000W 时，对于50Hz 的市电来讲， 20t ms ?=,380O V V =,()285O MIN V V =？,将各个参数代入得： ()2224000201601602533(380)(285)1444008122563175 OUT MIN W ms C uF V V ??====--，增加20%余量：() 25333166.25110.2 OUT MIN OUT TOL C uF C uF C ===-?-； 所以4个680uF /450V 的电容并联使用达2720uF 可以满足4000W PFC 的需要。