中国科学院电工研究所
硕士学位论文
移相全桥软开关DC/DC变换器的研究
姓名：张先谋
申请学位级别：硕士
专业：电力电子与电力传动
指导教师：李耀华
2002.6.13
中国科学院宅工研究所硕上｜学位论文移帽全桥软开关ＤＣ／ＤＣ变换器的研究
弋¨ｈ豇
摘要
本论文研究了以全桥变换器作为主电路拓扑、以移相谐振控制芯片ＵＣ３８７５
作为主控芯片、以移相控制方式作为控制方案的移相全桥软开关ＤＣ／ＤＣ变换器。
该变换器的输入电压为２４ＶＤＣ，输出电压为３００ＶＤＣ。商功率密度、离效率和
高性能是现代电力电子功率变换器不断追求的目标。从这～点出发，本文从主电
路拓扑选择，控制方案确定等方面入手，通过理论分析和仿真计算，设计并制作
了该变换器的原理样机。
论文选取全桥变换器作为主电路拓扑。全桥变换拓扑优点较多，是高质量、
大功率变换的主流拓扑。功率密度的提高必须提高开关频率，这就要求实现开关
管的软开关。论文以移相全桥零电压开关（Ｚｅｒｏ—Ｖｏｌｔａｇｅ—Ｓｗｉｔｃｈｅｄ，ＺＶＳ）技术取
代了传统的双极性硬开关技术，降低了开关管的开关损耗，取得了良好的效果。
ｆ传统移相全桥ＺＶＳＤＣ／ＤＣ变换器具有两个主要的缺点：～是副边占空比丢
失较大，二是变换器在轻载时无法实现滞后桥臂开关管的ＺＶＳ。ＺＶＳ的实现是
以牺牲变压器副边一定量的占空比为代价的，它无法消除只能尽量减小。在低压
大电流输入的情况下，副边占空比的丢失尤为严重，导致变换器的效率低下，使
得实现ＺＶＳ变得没有意义。论文通过在传统移相全桥ＤＣ／ＤＣ变换器的变压器原
边串入可饱和电感，大大减小了副边占空比的丢失，同时在滞后桥臂并联辅助谐
振网络，使得滞后桥臂开关管在轻载时也能实现ＺＶＳ，并迸一步减小了副边占
空比的丢失。可饱和电感和辅助谐振网络的引入解决了低压大电流输入情况下宽
负载范围内实现ＺＶＳ和副边占空比丢失严重的矛盾，在实现ＺＶＳ的同时将副边
占空比丢失减小到几乎为零，使得移相全桥ＺＶＳ技术能够很好地应用于这类
ＤＣ／ＤＣ变换器中／刀
为了使变换器具有良好的动静态特性，变换器必须实现闭环控制。论文采用
了平均电流模式下的双闭环控制，提高了变换器的动态性能和稳态性能。
在理论分析的基础上，论文对该变换器进行了仿真研究，设计了该变换器主
电路、控制电路和闭环反馈环节的各项参数，并对变换器的各项性能进行了研究。
最后论文给出了该变换器原理样机的实验结果。
关键词：ＤＣ／ＤＣ变换器；移相全桥：零电压开关；平均电流模式；辅助谐振
！堕登兰堕生三竺塞堕婴主兰垡婆苎堡塑全堡竺茎茎里呈里曼奎塑堂堂！里！翌
ＡＢＳＴＲＡＣＴ
Ｔｈｅｐａｐｅｒｆｏｃｕｓｅｓｏｎａ２４ＶＤＣ／３００ＶＤＣ，Ｐｈａｓｅ—ＳｈｉｆｔｅｄＦｕｌｌ－ＢｒｉｄｇｅｓｏｆｔｓｗｉｔｃｈｅｄＤＣｆＤＣｃｏｎｖｅｒｔｅｒｗｉｔｈＵＣ３８７５ａｓｉｔｓｋｅｒｎｅｌｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ．Ｈｉ【ｇｈｐｏｗｅｒｄｅｎｓｉｔｙ
ｆｉｅｌｄｏｆｍｏｄｅｍａｓｗｅｌｌａｓｈｉｇｈｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙｈａｓａｌｗａｙｓｂｅｅｎｔｈｅｇｏａｌｔｏｐｕｒｓｕｅｉｎｔｈｅ
ｅｌｅｃｔｒｉｃｐｏｗｅｒｃｏｎｖｅｒｔｅｒｓ．Ｔｏａｃｈｉｅｖｅｔｈｅｇｏａｌ，ａｃｏｎｖｅｒｔｅｒｉｓｄｅｓｉｇｎｅｄｂａｓｅｄｏｎｔｈｅｓｅｌｅｃｔｉｏｎｏｆｔｈｅｍａｉｎｃｉｒｃｕｉｔｔｏｐｏｌｏｇｙａｎｄｔｈｅｃｏｎｔｒｏｌｍｅｔｈｏｄｔｈｒｏｕｇｈｔｈｅｏｒｅｔｉｃａｎａｌｙｚｉｎｇａｎｄｓｉｍｕｌａｔｉｏｎ．
Ｆｕｌｌ—Ｂｒｉｄｇｅｃｏｎｖｅｒｔｅｒｉｓｓｅｌｅｃｔｅｄａｓｔｈｅｍａｉｎｃｉｒｃｕｉｔｔｏｐｏｌｏｇｙｉｎｔｈｉｓｐａｐｅｒ．Ｄｕｅｔｏｍａｎｙｏｆｉｔｓａｄｖａｎｔａｇｅｓ，ｉｔｈａｓｂｅｅｎｔｈｅｍａｉｎｓｔｒｅａｍｔｏｐｏｌｏｇｙａｄｏｐｔｅｄｉｎｌａｒｇｅｃａｐａｃｉｔｙ，ｈｉｇｈｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅｐｏｗｅｒｃｏｎｖｅｒｔｅｒｓ．Ｔｈｅｉｎｃｒｅａｓｅｏｆｔｈｅｐｏｗｅｒｄｅｎｓｉｔｙｍｕｓｔｂｅｂａｓｅｄｏｎｑｕｉｃｋｅｎｉｎｇｔｈｅｓｗｉｔｃｈｉｎｇｆｒｅｑｕｅｎｃｙ，ｔｈｅｒｅｆｏｒｅ，ｓｏｆｔｓｗｉｔｃｈｉｎｇｉｓｄｅｓｉｒｅｄ．ＴｈｅｐａｐｅｒａｄｏｐｔｓＰｈａｓｅ—ＳｈｉｆｔｅｄＦｕｌｌ—Ｂｒｉｄｇｅｚｅｒｏ—ｖｏｌｔａｇｅ—ｓｗｉｔｃｈｅｄ（ＰＳＦＢＺＶＳ）ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙｉｎｓｔｅａｄｏｆｔｒａｄｉｔｉｏｎａｌｈａｒｄｓｗｉｔｃｈｉｎｇｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙｔｏｄｅｃｒｅａｓｅｔｈｅｓｗｉｔｃｈｉｎｇｗａｓｔａｇｅ．Ｉｔｇｅｔｓｇｏｏｄｒｅｓｕｌｔｓ．
ＴｈｅｒｅａｒｅｔＷＯｄｉｓａｄｖａｎｔａｇｅｓｉｎｔｈｅｔｒａｄｉｔｉｏｎａｌＦＢＰＳＺＶＳＤＣ／ＤＣｃｏｎｖｅｒｔｅｒ：ｏｎｅｉｓｔｈｅｌｏｓｓｏｆｄｕｔｙｃｙｃｌｅｏｆｏｕｔｐｕｔｖｏｌｔａｇｅｏｆｓｅｃｏｎｄａｒｙｗｉｎｄｉｎｇｉｓｈｉｇｈ，ｔｈｅｏｔｈｅｒｉｓｉｔｉｓｈａｒｄｔｏｒｅａｌｉｚｅＺＶＳｆｏｒｔｈｅｌａｇｇｉｎｇａｒｎｌｉｎｌｉｇｈｔｌｏａｄｃｏｎｄｉｔｉｏｎ．ＴｈｅｒｅａｌｉｚａｔｉｏｎｏｆＺＶＳｉｓａｔｔｈｅｃｏｓｔｏｆｇｉｖｉｎｇｕｐａｍｏｉｅｔｙｏｆｄｕｔｙｃｙｃｌｅ，ｉｔｃａｎｒｅｄｕｃｅｂｕｔｔｈｅｒｅｉｓｎｏｉｄｅａｔＯａｖｏｉｄｉｔ．Ｔｈｅｌｏｓｓｏｆｄｕｔｙｃｙｃｌｅｉｓｓｅｒｉｏｕｓｉｎｌｏｗｖｏｌｔａｇｅ，ｈｉｇｈｃｕｒｒｅｎｔｉｎｐｕｔｃｏｎｄｉｔｉｏｎ．ＩｔｄｅｃｒｅａｓｅｓｔｈｅｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙｏｆｔｈｅｃｏｎｖｅｒｔｅｒａｎｄｍａｋｅｓｉｔｈａｖｅｎｏｓｉｇｎｉｆｉｃａｎｃｅｔｏｒｅａｌｉｚｅＺＶＳ．Ａｃｃｏｒｄｉｎｇｔｏｔｈｅｓｅｐｒｏｂｌｅｍｓ，ａｓａｔｕｒａｂｌｅｉｎｄｕｃｔａｎｃｅａｎｄ
ｒｅｓｏｎａｎｔｃｉｒｃｕｉｔｉｓｉｎｔｒｏｄｕｃｅｄｉｎｔｈｅｐａｐｅｒ．Ｔｈｅｌｏｓｓｏｆｄｕｔｙｃｙｃｌｅｉｓｇｒｅａｔｌｙａｕｘｉｌｉａｒｙ
ｒｅｄｕｃｅｄｄｕｅｔｏｔｈｅａｄｏｐｔｉｏｎｏｆｓａｔｕｒａｂｌｅｉｎｄｕｃｔａｎｃｅａｎｄａｕｘｉｌｉａｒｙｒｅｓｏｎａｎｔｃｉｒｃｕｉｔａｎｄ
ｔｈｅｌａｇｇｉｎｇａｒｎｌｃａｎｒｅａｌｉｚｅＺＶＳｉｎｌｉｇｈｔｌｏａｄｃｏｎｄｉｔｉｏｎｄｕｅｔｏｔｈｅａｄｏｐｔｉｏｎｏｆ
ｃｉｒｃｕｉｔ．Ｔｈｅａｄｏｐｔｉｏｎｏｆｓａｔｕｒａｂｌｅｉｎｄｕｃｔａｎｃｅａｎｄａｕｘｉｌｉａｒｙｒｅｓｏｎａｎｔａｕｘｉｌｉａｒｙｒｅｓｏｎａｎｔ
ｃｉｒｃｕｉｔｒｅｓｏｌｖｅｓｔｈｅｃｏｎｆｌｉｃｔｂｅｔｗｅｅｎｒｅａｌｉｚｉｎｇＺＶＳｉｎａｗｉｄｅｒａｎｇｅｏｆｌｏａｄａｎｄｓｅｒｉｏｕｓｌｏｓｓｏｆｄｕｔｙｃｙｃｌｅｉｎｌｏｗｖｏｌｔａｇｅ，ｈｉｇｈｃｕｒｒｅｎｔｉｎｐｕｔｃｏｎｄｉｔｉｏｎ．ＩｔｒｅａｌｉｚｅｓＺＶＳｗｈｉｌｅｒｅｄｕｃｅｓｔｈｅｌｏｓｓｏｆｄｕｔｙｃｙｃｌｅｎｅａｒｌｙｔｏｚｅｒｏａｎｄｍａｋｅｓｔｈｅＦＢＰＳＺＶＳｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙｃａｎｂｅｃｏｍｍｅｎｄａｂｌｙｕｓｅｄｉｎｔｈｉｓｔｙｐｅｏｆＤＣ／ＤＣｃｏｎｖｅｒｔｅｒｓ．
Ｔｏａｃｈｉｅｖｅａｇｏｏｄｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅｂｏｔｈｓｔａｔｉｃａｌｌｙａｎｄｄｙｎａｍｉｃａｌｌｙ，ｃｌｏｓｅｄｌｏｏｐｃｏｎｔｒｏｌｍｅｔｈｏｄｈａｓｔｏｂｅａｐｐｌｉｅｄ．Ｔｈｅｐａｐｅｒｔａｋｅｓａｄｖａｎｔａｇｅｏｆａｄｏｕｂｌｅｃｌｏｓｅｄ－ｌｏｏｐｃｏｎｔｒｏｌｍｅｔｈｏｄｂａｓｅｄｏｎａｖｅｒａｇｅ—ｃｕｒｒｅｎｔｍｏｄｅａｎｄｉｍｐｒｏｖｅｓｔｈｅｓｔａｔｉｃａｎｄｄｙｎａｍｉｃｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅｏｆｔｈｅｃｏｎｖｅｒｔｅｒ．
±里！！兰堕皇三！壅堕堡：！兰垡堕苎鳖塑全堡墼墅茎里璺竺￡奎垫墨！！！！里
Ｂａｓｅｄｏｎｔｈｅａｎａｌｙｚｉｎｇｏｆｔｈｅｔｈｅｏｒｙ，ｔｈｅｐａｒａｍｅｔｅｒｓｏｆｍａｉｎｃｉｒｃｕｉｔ，ｃｏｎｔｒｏｌｃｉｒｃｕｉｔａｎｄｃｌｏｓｅｄ—ｌｏｏｐｐａｒｔａｒｅｄｅｓｉｇｎｅｄｔｈｒｏｕｇｈｓｉｍｕｌａｔｉｏｎ．Ｓｏｍｅｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅｓｏｆｔｈｅｃｏｎｖｅｎｅｒａｒｅａｌｓｏａｎａｌｙｚｅｄｉｎｔｈｅｓｉｍｕｌａｔｉｏｎ．
ａｎｄｄｉｓｃｕｓｓｅｄｉｎｔｈｅＦｉｎａｌｌｙ，ｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔａｌｒｅｓｕｌｔｓｏｆｔｈｅｃｏｎｖｅｒｔｅｒａｒｅｐｒｅｓｅｎｔｅｄ
ＰａｐｅＬ
Ｋｅｙｗｏｒｄｓ：ＤＣ／ＤＣｃｏｎｖｅｒｔｅｒ；ｐｈａｓｅ－ｓｈｉｆｔｅｄＦＢ；ＺＶＳ；ａｖｅｒａｇｅ。ｃｕｒｒｅｎｔｍｏｄｅ；ａｕｘｉｌｉａｒｙｒｅｓｏｎａｎｃｅ
中国科学院电工研究所硕士学位论文移相全桥软开关ＤＣ九）Ｃ变换器的研究
第一章绪论
§１．１课题背景
ＤＣｄ）Ｃ变换器将输入的直流电压，经过高频斩波或高频逆变后，通过整流和滤波环节，转换成所需要幅值的直流电压。它在家用电器、工业控制、通信、国防、交通等领域都有广泛的应用。ＤＣｆＤＣ变换器作为开关电源中的重要组成部分，人们对其性能、重量、体积、效率和可靠性也提出了更高的要求。随着近年来电力电子技术的迅猛发展，新的电子元器件、新的电磁材料、新的变换技术、新的控制理论和软件不断涌现，使得高效率、高功率密度、高质量输出和高可靠性成为包括ＤＣ／ＤＣ变换器在内的各种功率变换器不断追求的目标，同时也使这一目标的实现成为可能。
在ＤＣｆＤＣ变换器中，高功率密度和大容量化是其主流发展方向之一。在！些特殊的应用领域，例如需要蓄电池供电的场合、新能源技术中太阳能与燃料电池的研究与开发、电动汽车的研究与开发和军工等领域，需要将十几伏至二十几伏的低压直流电，转换成几百伏的高压直流电，供给逆变器或其它负载使用。低压大电流输入情况下的ＤＣ／ＤＣ变换器急待解决的一个问题就是效率问题，即如何降低损耗。由于低压大电流输入ＤＣＰＤＣ变换器应用的领域比较少，导致对低压大电流输入、高压大功率输出的ＤＣ／ＤＣ变换器的研究也很欠缺，有必要对这类变换器进行研究和探讨，选择出合理的方案，研制出在低压大电流输入情况下的高功率密度，高可靠性、高效率、大容量的ＤＣｆＤＣ变换器。本论文正是针对这一背景提出来的。
§１．２国内外ＤＣ／ＤＣ变换器技术研究现状和发展趋势
在高频化和大容量化方面，国内外对ＤＣｆＤＣ变换器的研究都取得了长足的进展，其发展速度是相当快的。在高频化方面，国外己研制出了开关频率几千赫兹甚至几十千赫兹的ＤＣ／Ｄｃ变换器，国内对几千赫兹的ＤＣｆＤＣ变换器的研究也正Ｆ｜趋成熟。在大容量化方面，国内ＤＣｆＤＣ变换器单机输出功率已达到了几千至十几千伏安。ＤＣｆＤＣ变换器中软开关技术的使用越来越普遍，逐渐取代了硬
中Ｎ｛４１学院电工研究所硕士学位论文移相仝桥软开关ＤＣ／ＤＣ变换器的研究
开关技术，已成为趋势。最早的软开关技术是谐振变换器（ＲｅｓｏｎａｎｔＣｏｎｖｅｒｔｅｒ）“１。但是谐振变换器，诸如串联谐振变换器（ＳｅｒｉｅｓＲｅｓｏｎａｎｔＣｏｎｖｅｒｔｅｒ，ＳＲＣ）、并联谐振变换器（ＰａｒａｌｌｅｌＲｅｓｏｎａｎｔＣｏｎｖｅｒｔｅｒ，ＰＲＣ）、以及准谐振变换器（Ｑｕａｓｉ．ＲｅｓｏｎａｎｔＣｏｎｖｅｒｔｅｒ，ＱＲＣ）和多谐振变换器（Ｍｕｌｔｉ－ＲｅｓｏｎａｎｔＣｏｎｖｅｒｔｅｒ，ＭＲＣ）很难实现ＰＷＭ控制，而是通过频率调制方式（ＦｒｅｑｕｅｎｃｙＭｏｄｕｌａｔｉｏｎ，ＦＭ）来控制。为了在很宽的输入电压和负载变化范围内调节输出电压，开关频率范围要求很宽，一方面使得控制方式变得复杂，另一方面也使得输出滤波器的优化设计十分困难，磁性元件体积和重量的减小受到限制，而且开关管和谐振电感、谐振电容的电压和电流应力较大。
为了消除因频率调制而造成的不足，人们提出了恒频谐振变换器。尽管这类变换器的开关频率恒定，但是由于变换器的谐振电感串联在主电路内，谐振电感和电容～直参与工作，一方面开关管和谐振电感、谐振电容的电压和／或电流应力较大，另一方面变换器在轻载时可能失去零开关条件１２１。
－
为了减小开关管和谐振电感、谐振电容的电压和电流应力，Ｄｒ．１３．Ｃ．Ｈｕａ在９０年代相继提出了零电压转换（Ｚｅｒｏ—Ｖｏｌｔａｇｅ—Ｔｒａｎｓｉｔｉｏｎ，ＺＶＴ）和零电流转换（Ｚｅｒｏ．Ｃｕｒｒｅｎｔ．Ｔｒａｎｓｉｔｉｏｎ，ＺＣＴ）的概念““”。其主要原理是：变换器采用ＰＷＭ控制，开关频率恒定。谐振电路只是在开关切换时才工作，使主开关管实现ＺＶＳ或ＺＣＳ。
ＺＶＴ和ＺＣＴ的思想就是将ＰＷＭ控制和谐振变换器结合起来，既可实现恒频控制，又能实现开关管的软开关，同时也减小了开关管和谐振电感、谐振电容的电压和／或电流应力，是ＤＣ／ＤＣ变换器技术发展的趋势之一。
§１．３课题方案的选择
§１．３．１主功率拓扑的选择
在ＤＣ－ＤＣ变换器中，Ｂｕｃｋ、Ｂｏｏｓｔ、Ｂｕｃｋ－－Ｂｏｏｓｔ、Ｃｕｋ、Ｆｌｙｂａｃｋ和Ｆｏｒｗａｒｄ等单管构成的电路～般只适用于中小功率场合，而在中大功率场合，则一般采用全桥变换器。此外，由于本论文所研制的ＤＣ／ＤＣ变换器是将蓄电池输出的低压２４Ｖ直流电，变换成３００Ｖ稳定不变的直流电输出，输入输出差别比较大，所以非隔离型ＤＣ／ＤＣ变换器是不适用的。在隔离型的ＤＣ／ＤＣ变换器中，』下激电路需
中国科学院电工研究所硕－｝学位论文移相全桥软开关ＤＣＩＤＣ变换器的研究
磁复位绕组，变压器单向磁化，利用效率低。推挽电路铁芯容易引起直流偏磁饱和。反激变换器的功率很难做大，一般只用在数十瓦到百瓦级的功率变换场合。对于全桥ＤＣ／ＤＣ变换器，由于开关管承担的电压电流应力小，功率变压器为双向磁化，磁芯利用效率高，易于实现大功率输出。ＤＣｆＤＣ全桥变换器可以分为两类：～类是电压型，一类是电流型。电压型ＤＣ／ＤＣ全桥变换器是一种类似于Ｂｕｃｋ型的变换器，电路结构简洁，控制简单；电流型ＤＣ／ＤＣ全桥变换器则是～种类似于Ｂｏｏｓｔ型的变换器，该变换器的电感处于输入电源侧，可用于大功率功率因数校正电路。
综上所述，本变换器的主功率电路采用的是带隔离变压器的Ｂｕｃｋ型ＤＣ／ＤＣ全桥拓扑结构。
§１．３．２控制方案选择
传统的ＰＷＭ全桥变换器，由于工作在硬开关状态，因而影响了效率的提高；谐振变换器可以工作在软开关状态，但它的输出变化是通过调节开关频率来实现的，这就给滤波器的优化设计带来了麻烦。而全桥移相软开关技术，以恒定频率ＰＷＭ方式工作，在功率器件开关过程中谐振，使其工作在软开关状态，兼顾了ＰＷＭ变换器和谐振变换器的优点。使用移相软开关技术的全桥电路的优点是：
１）实现了功率管的ＺＶＳ（Ｚｅｒｏ—ＶｏｌｔａｇｅＳｗｉｔｃｈ）工作方式；
２）开关频率恒定。
这种电路的缺点是：
１）由于谐振电感Ｌｒ的存在，造成了副边占空比的丢失；
２）电路内部存在环流损耗。
对于存在副边占空比丢失的现象，可以用两种方法改善：
１）谐振电感Ｌｒ可以用可饱和电感代替。可饱和电感是一种工作在线性区时具有一定的电感量，工作在饱和状态时电感量为零的电感。
２）采用辅助谐振网络来减小谐振电感，从而减小副边占空比丢失。
对于存在环流这种现象，可以使用零电压零电流（ＺＶ－ＺＣＳ）开关方案““”，
！里型堂堕鱼三墅塞堕堡±堂垡堡苎壁塑全堑竺墅叁里！尘！奎垫壁！！！！塑即左边桥臂实现零电压开关，右边桥臂实现零电流开关。但是，ＺＶ－ＺＣＳ方案需要在变换器的主功率电路中串入某些元件（如阻断二极管，阻断电容等），用以阻断变压器原边电流的反向通路。由于串入的元件不是理想器件，在变换器工作时它们存在通态损耗，这在低压大电流输入的情况下，损耗尤为巨大。故权衡利弊，还是决定采用ｚｖｓ方案。
§１．４论文的主要研究工作
本论文主要是研制２４Ｖ输入，３００Ｖ输出的移相全桥ＺＶＳＤＣ／ＤＣ变换器。为了解决以上提出的低压大电流问题，本论文从原理分析，电路拓扑选择和控制方案确定等方面入手，着重分析了移相全桥ＺＶＳ软开关技术，在此基础上研制了实验原理样机。论文主要进行了以下几项工作：
１、根据低压大电流输入的特殊情况，选择了变换器的主功率拓扑和控制方案。
２、对移相全桥ＺＶＳＤＣ／ＤＣ变换器在一个开关周期内的工作过程进行了详细的分析，给出了实现ＺＶＳ的条件，并指出了副边占空比丢失的问题。
３、探讨了采用可饱和电感和辅助谐振网络对占空比丢失问题的改善，以及对变换器实现ＺＶＳ条件的拓宽。通过理论分析和计算，给出了其参数设计的方法和步骤。
４、ＤＣ／ＤＣ变换器是独立的小系统，为使其达到较好的动态特性和稳态特性，必须采用闭环控制的方式。本论文采用了平均电流模式的闭环控制方法。根据提出的变换器拓扑和闭环控制方式，对变换器的各项性能进行了仿真分析。
５、设计和研制了变换器的原理样机，最后给出了实验结果。
中国科学脘屯工研究所硕士学位论文移相全轿软开关ＤＣＪＤＣ变换器的研究
第二章移相全桥７ＶＳ变换器
移相全桥ＺＶＳＰＷＭ（ＦＢＰＳ—ＺＶＳ．ＰＷＭ）变换器利用变压器的漏感和原边串联电感与功率管寄生电容的谐振来实现ＺＶＳ开关，电路的主要拓扑及波形如图２．１．１ｆａ）所示，其中Ｌｒ为谐振电感，ｃ１～ｃ４分别是四个功率管的寄生电容，
Ｄｌ～Ｄ４分别是四个功率管的寄生二极管。图２．１．１（ｂ）是功率管的四个驱动信号，
每个桥臂的两个功率管成１８００互补导通，两个桥臂之间的导通角相差一个相位，即移相角，通过调节移相角的大小来调节输出电压。Ｑｌ和Ｑ３分别领先于Ｑ４和Ｑ２一个相位，所以称Ｑ１和Ｑ３组成的桥臂为领先桥臂，Ｑ２和Ｑ４组成的桥臂为滞后桥臂。
鼍』剐
ｏ，］厂—］
Ｑｔ—］厂一
ｉ。
ｕ。。ｔＵ＾Ｂ
ＲＩ。－ｄ
（ａ）ＦＢＰＳ，ＺＶＳ－ＰＷＭ变换器的电路拓扑（ｂ）ＦＢＰＳ．ＺＶＳ．ＰＷＭ变换器的驱动和原理波形
图２．１．１ＦＢＰＳ－ＺＶＳ－ＰＷＭ变换器的电路拓扑及主要波形
§２．１工作原理分析
图２１．２所示是ＰＳ—ＺＶＳ—ＰＷＭ变换器的主要波形，在每个开关周期内，共有１２个开关模态”１，为便于分析，作如下假定：
１．所有原器件均为理想化；
２．Ｃｌ２Ｃ３＝Ｃ／，ｄｄ，Ｃ２＝Ｃ４＝Ｃｌ，，ｇ：
３变压器变比胛＝聍。／肝。，一为变压器原边匝数，Ⅳ：为变压器副边匝数
一５一
！里型兰堕生三竺茎堕堕圭兰丝垒苎：一一』型旦垒堡塑翌２羔里呈里￡兰翌望塑！！！曼４．副边阻抗在原边的折算值为：ｚ’＝ｎ２ｚ，ｚ为副边阻抗，ｚ’为副边折算到原边的阻抗；
５．￡，＜＜Ｈ２￡，。
图２．１．２ＰＳ．ＺＶＳ．ＰＷＭ变换器的１２个开关模态
１、开关模态０（０－ｔｏ时刻）
如图２．１．３（ａ）所示：
图２．１．３（ａ）开关模态０（Ｏ－ｔＯ时刻）
Ｑ１和Ｑ４导通，原边电流回路：
Ｖ”ｊＱｌ≥变压器原边绕组；Ｌ，等Ｑ４ｊＶ。
！璺型堂堕皇王竺壅堕堕主兰笙笙苎一一————』塑旦叁堡竺墅茎旦鱼里呈壅苎堂！！！堕副边电流回路：变压器副边绕组≥ＤｒＪｊＬｆ等ｃｆ和Ｒｉ。ａｄｊＤ“ｊ变压器副边绕组。２、开关模态ｌ（‘ｏ，ｔｌ时刻）
图２．１．３（ｂ）所示，ｔｏ时刻关断Ｑｌ，由于电感电流不能突变，原边电流从Ｑｌ转移到Ｃ。与Ｃ，中，给Ｃｌ充电，ｃ３放电。原边电流回路：
ｖｍ＋ｊｃｊ／Ｃｊ；变压器原边绕组ｊＬｒ≥Ｑ４≥Ｖｉｎ．；
副边电流回路：变压器副边绕组≥ＤｒＩ≥Ｌｆ辛ＲｆｏａｄｊＤ“ｊ变压器副边绕组。由于Ｃ．与Ｃ，的存在，Ｑｌ关断为零电压关断。
图２１３（ｂ）模态１（ｔｏ．ｔｌ时刻）图２．１．３（ｃ）模态２（ｔｒｔ２时刻）
此过程的电路方程如下
（２．１）
（２．２）
对前面两公式可作如下近似处理：输出滤波电感值较大，副边电流折算到原边的电流下降斜率很小，Ｃｌ与Ｃ３充放电时间很短，在这段时间内原边电流ｆ。（ｆ）可认为恒流，即：ｆ，（０＝Ｉ，。Ｖ。１线性上升，Ｖｃ３线性下降，斜率为Ｉｐ／２ｃ，。。一，负载越大斜率越大，Ｃ№ｄ越小斜率越大。在ｔｌ时刻，Ｃ，的电压下降到零，Ｑ３的反并二
一７一
。坐‰印等兰
±里型兰堕皇王竺窒堕婴主堂堡堡苎垡塑全堑竺互耋旦鱼旦旦壅垫量！！！坚极管Ｄ３自然导通，从而结束开关模态Ｉ。该模态的时间为：
‰＝鼍导旺３’３、开关模态２（ｔｌ－ｔ２时刻）
图２．１．３（ｃ）所示，原边电流回路：
Ｖ。ｊＤ３ｊ变压器原边绕组ｊＬｒｊＱ４ｊＶｉｎ－
副边电流回路：
变压器副边绕组ｊＤ，ｌｊＬｐＲＩｏａｄｊＤｒ４ｊ变压器副边绕组。
在ｔｌ时刻以后导通Ｑ３，由于Ｌｒ和较大的原边电流，Ｄ３仍然导通，所以Ｑ３是零电压开通。Ｑ３和Ｑｌ驱动信号之间的死区时间０≥ｔｏ。，即：
。一旷等等㈦４，￡．＜＜ｎ２Ｌ／，所以原边电流的下降率近似为滤波电感电流的下降率在原边的折算值，在ｔｚ时刻ｆ。（，：）＝－１２。
４、开关模态３（ｔ２一ｔ３）时刻
如图２．Ｉ．３（ｄ）所示，原边电流回路：
Ｖ。一ｊ变压器原边绕喊褂院惫！，
副边电流回路：
副边髻字训］ｊ一岫ａｊｋｊ‰划
在ｔ２时刻关断Ｑ４，原边电流流经Ｃ２和ｃ４，给Ｃ４充电，ｃ２放电，由于ｃ２与Ｃ４的作用，Ｑ４的关断是零电压关断。ｉｐ的下降率变大，副边绕组中的电流同时下降，不足以提供负载电流，此时导通Ｄｒ２和Ｄｒ３，变压器绕组短路。此过程
中困科学院电工研究所硕士学位论文移拥全桥软开关ＤＣ／ＤＣ变换器的研究的电路方程如下：
ｉｐ０）＝－１２ｃｏｓ（ｃｏｔ）
％４（ｒ）＝一Ｚ。１２ｓｉｎ（ｃａｔ）
％２（ｆ）＝％＋ＺＰｌ２ｓｉｎ（ｃｏｔ）其中：Ｚ。＝０９＝Ｖ盯，Ｃ吨＝Ｃ２＝Ｃｄ
／ｐＬ，Ｃｉ。ｇｍｓｔｖ‘
（２．５）（２．６）（２．７）此过程利用Ｌ，中的储能对Ｃ２与Ｃ４充放电，如果Ｌ。中的储能大于Ｃ２、Ｃ４充放电所需的储能，ｔ３时刻Ｃ４上的电压土升到Ｖｍ，Ｄ２自然导通给下一模态Ｑ２导通创造ＺＶＳ条件。如果Ｌ。中储能不够。ｔ３时刻Ｃ４上电压反向谐振到Ｋ。＜Ｋ。，Ｑ２将失去ＺＶＳ条件。此模态持续时间：
ｋ＝扣１（南］眨ｓ，∽鼍卜麓黼川毒
！士’Ｑ：ｍ｝土ＣＩ｝．１ｑＤ２ｃｚＩ
ｌＡＲｌＭ肆ｌ！』：叫措韵事ｑ打衅ｃ４Ｉ
Ｉ上爨
。ｉ。０
蔓确：古ｂ。１图２．１．３（ｄ）模态３（ｔ２－ｔ３时刻）
图２．Ｉ．３（ｅ）模态４（‘３－ｔ４时刻）５、开关模态４（ｔ３－ｔ４）时刻
如图２．１＿３（ｅ）所示，原边电流回路
０ｕｃＲ１吨ｄ
！旦型兰堕皇三堕塞堑堡主兰垡堡苎壁塑全堡！望王＝叁旦鱼旦旦錾垫堂！！！！里Ｖｉｎ－ｊＤ３ｊ变压器原边绕组ｊＬｒｊＤ２ｊＶｍ＋：
副边电洳∥抛麓鹕’卜圳一ｊ［％洲Ｄｒ２边槲
ｔ３时刻，Ｄ２自然导通。将Ｑ２电压钳位在零，此后开通Ｑ２。Ｑ２是零电压开通的。Ｑ２与Ｑ４死区延时岛抛＞，２３，即：
‘妞＞扣１（丧）亿，，Ｑ２开通后，由于Ｌｒ的作用，原边电流还未反向，电流仍流经Ｄ２。副边整流桥同时承担负载电流，副边绕组短路，输入电压Ｖ．。全部加在Ｌｒ上，原边电流线性下降：
矿
ｉｐ（ｆ）＝ｉ，（，ｊ）一＿’ｔｎ，（２．】Ｏ）原边电流下降率与Ｌ，成反比，此过程虽然ｐ么＝一彰。，但能量输不到副边，
负载由Ｌｆ和ｃｆ中的储能提供，Ｌｔ中的剩余储能反馈回输入电源。当ｉｐ下降到零此模态结束，模态时间为：
兰
（２．１１）
如图２．１．３（ｆ）所示，原边电流回路
Ｖ，ｏ＋≥Ｑ２ｊＬ，≥变压器原边绕组≥Ｑ３ｊＶ，ｏ一；
副边电流腑黜绕Ｄ组ｒｌ鹕，卜≥‰ｊＰ洲Ｄｒ４始组。
ｔ４时刻，原边电流ｉ。过零点反向，继续反向线性增加，原边电流仍不足以提供负载电流，负载电流仍有整流桥所有管子承担。输入电压仍然加在Ｌｒ上，功率传不到副边，原边电流：
！里型堂堕！！三堕茎堕堡：！兰堡堡苎一堡塑全堡竺茎茎旦鱼里￡垄丝堂！！型堕“归一孕∽（２．１２）
图２－１．３（ｆ）模态５（ｔ。－ｔ５）时刻图２－１—３（ｇ）模态６（ｔ５?ｔ６）时刻
ｔ５时刻，原边电流达到负载电流在原边的折算值：－ｎｌⅣ（ｆ５）＝一，，，此模态结束，Ｄｎ、Ｄ，４关断，此模态时间为：
屯＝蛩（２１３）７、开关模态６（ｔｓ—ｔ６）时刻
如图２．１．３（ｇ）所示，原边电流回路：
Ｖ。ｎｊＱ２ｊＬｒ；变压器原边绕组ｊＱ３ｊＶ。；
副边电流回路：变压器副边绕组ｊＤｒ３ｊＬｐＲｌｏａｄｊＤ。２ｊ变压器副边绕组。
此模态电源给负载供电，原边电流：
枞归一耘警，
￡，＜＜ｎ２Ｌ，，所以（２—１４）可简化为下式
“归一等争，
在ｔｓ时刻关断Ｑ３，后半周期的工作情况与上述的半个周期相类似。（２．１４）（２．１５）
！里型兰堕里三堑壅堑型主兰垡堡苎整塑全堡苎墨兰蔓羔里旦兰兰塑！！！！堕§２２ＺＶＳ的实现及副边占空比的丢失
由第一节开关摸态的分析可得出如下结论：利用变压器漏感和外加谐振电感中的储能对开关管的并联电容充放电，并导通与开关管反并的寄生二极管，创造开关管的ＺＶＳ条件。
１、超前桥臂实现ＺＶＳ
超前桥臂容易实现ＺＶＳ。这是因为在超前桥臂开关过程中，输出滤波电感Ｌｆ折算到原边与谐振电感Ｌｒ相串联，此时用来实现ＺＶＳ的能量是Ｌ，和Ｌｆ中的能量。一般说来，Ｌｆ很大，在超前桥臂开关过程中，其电流近似不变，类似～个恒流源。
２、滞后桥臂实现ＺＶＳ
滞后桥臂实现ＺＶＳ比较困难。这是因为在滞后桥臂开关过程中，变压器副边是短路的，此时整个变换器分成两个部分：一部分是变压器的原边电流逐渐改变流通方向；另一部分是负载电流由整流桥提供续流回路，负载侧与变压器原边没有关系。此时用来实现ＺＶＳ的能量只是谐振电感中的能量，它必须满足下式，才能实现ＺＶＳ：
；Ｌ，Ｉ＞ｃ妇嘭十三ｃ。螺＋Ｃ外曙（２．１６）Ｃ。：表示功率管的寄生电容；
Ｃ。：表示原边磁性材料的寄生电容；
ｃ“表示功率管外并的电容。
在实际设计中，磁性材料的寄生电容很小，一般不予考虑；又功率管的寄生电容是非线形的，其容值ｃ。反比于其端电压的平方根，因此（２—１６）改为：
；ｖ＞詈Ｃ跚螺＋ｃ外吃
由于输出滤波电感Ｌｆ不参与滞后桥臂ＺＶＳ的实现较小，因此滞后桥臂不容易实现ＺＶＳ。
（２．１７）只是Ｌｒ参与，而Ｌｒ的值又
中国科学院电工研究所硕士学位论文移相全桥软开关ＤＣ／ＤＣ变换器的研究由上述分析可知
１１增大Ｌｒ有利于实现ＺＶＳ；
２），ｉ。越大越容易实现ＺＶＳ，所以在重载时容易实现ＺＶＳ。
３１功率管的寄生电容和外并电容越小越容易实现ＺＶＳ。
４）输入母线电压Ｖ。越低越容易实现ＺＶＳ。
３、副边占空比的丢失
ＰＳ．ＺＶＳ．ＰＷＭ变换器中，在滞后桥臂开关动作后，ｕＡＢ电压已经反向，由于ＬＴ的作用，原边电流不能突变，缓慢反向，在原边电流向副边的折算值小于滤波电感电流时，整流桥继续短路续流，变压器副边绕组得不到电压，ＵＡＢ完全加在Ｌｒ上。当原边电流反向上升到副边电流的折算值后，ＵＡＢ才加到变压器绕组，对应于图２．１．２的阴影部分，即ｔ２－ｔ５和ｔｓ－ｔｌｌ对应的时间段。
变压器副边两端电压Ｕ。。。小于变压器原边两端电压ＵＡＢ的占空比，称之为副边占空比丢失，定义为Ｄｆ。＝ＤＡ。一ｚｋ，其中Ｄ。为变压器原边两端曳压ｕ。的占空比，ｑ。。为变压器副边两端电压￡ｋ的占空比。Ｄ。表示为：
盼驾乒
（２．１７）其中，，。、，２如图２．１．２所示，％为输入电压，Ｔ为开关周期。
由式（２．１７）可见：
￡，越大，Ｄ。。越大：
负载越大，Ｄ。越大；
％越低，Ｄ，。越大；
开关频率越高，Ｄ；。越大。
堡塑全堑竺茎茎里！竺！茎垫墨！！堕！望！！堂堕皇三翌窒堑型主兰垡丝塞
第三章采用可饱和电感和辅助谐振网络实现ＺＶＳ开关从上一章的分析中我们知道，变换器为了实现滞后桥臂的零电压开关，在原边串联了谐振电感。而谐振电感的加入导致了副边占空比的丢失，尤其在输入电压最低、负载最大时，占空比丢失最最为严重。占空比丢失严重，会导致变换器效率的急剧降低，甚至不能提供所需要的输出电压。为了在输入电压最低、负载最大时依然得到要求的输出电压，必须减小变压器原副边匝比。匝比的减小将带来两个不利的影响：①原边电流变大，使得开关管的通态损耗加大，开关管的电流定额提高；②副边整流桥的电压应力增大。
谐振电感的加入是为了利用其能量抽走并接在开关管两端的电容上的电荷。所以，要实现ＺＶＳ，占空比的丢失是不可避免的，它是实现ＺＶＳ必须付出的代价。为了减小漏感或串接电感，提高副边有效占空比，同时实现滞后桥臂的ＺＶＳ开关，需要采取一些辅助措施。采用可饱和电感替代谐振电感是一种行之有效的方法。但是，如果对副边最大占空比丢失进行限制，仅采用可饱和电感的方法也无法在较宽的负载情况下和较宽输入电压范围内实现软开关。文献［５］提出了几种在传统变换器的基础上加入辅助谐振网络的新的变换器拓扑。利用辅助谐振电路的电感能量，可以在较宽的负载范围内实现ＺＶＳ。
本章采用可饱和电感和辅助谐振网络相结合的电路拓扑，将占空比丢失减小到近似为零。接下来我们来分析该拓扑的工作原理及参数设计。
§３．１电流增强的思路
加入辅助谐振网络的移相全桥变换器拓扑如图３．１．１所示：
图３．１．１带辅助谐振网络的移相全桥主电路
当ｓ４关断时，原边电流ｉＬｒ和辅助电感电流ｉｎ。同时流入节点Ｂ；而当ｓ２关断时，ｉｕ和ｉＬ。同时流出节点Ｂ。因此在开关管开关时，原边电流和辅助电感电流同时流入或同时流出节点Ｂ，两个电流相互叠加增强，这就是电流增强的思路。利用这两个电流同时给开关管的并接电容充放电，使之在各种工作状态下，在开关管开通前抽完并联于该管的电容的电荷，实现零电压开关。
§３．２工作原理
（ａ）ｔｏ时刻
（ｃ）（ｔｔ，‘２）时刻（ｄ）（ｔ２，ｔ３）时刻
（ｆ）（ｔ５，ｔ６）时刻
图３．２１各工作状态下的等效电路图
图３．２．１为各模态的电路图。Ｑ１和Ｑ３构成领先桥臂，Ｑ２和Ｑ４构成滞后桥臂，Ｄ是可饱和电感，在开关管Ｑ２和Ｑ４开关过程中，它工作在线性状态，这样可防止开关管开关过程中原边电流向相反方向变化太快。开关管开关过程结束后，它立即进入饱和状态，原边电流很快上升到负载电流，从而使占空比丢失减小到近似为零，提高副边有效占空比，使副边有效占空比近似等于原边占空比。
在分析之前，作如下假定：
１．所有开关管、二极管均为理想器件：
２，电容、电感均为理想器件；
３．可饱和电感在线性区电感量为如，在饱和状态时电感量为１３，其临界饱和电流为Ｉｃ：
４．Ｃ２＝Ｃ４＝Ｃｒ，Ｃａｌ＝Ｃａ２＝Ｃａ。
在一个开关周期中，变换器有１２种工作状态，描述如下：
ｌ、丌关模态０
在ｔｏ时刻（对应于图３．２．１（ａ））：变换器原边处于续流状态，此时Ｄ处于饱和
临界点，即ｆ。（ｒｏ）＝，ｃ。辅助电感电流也处于续流状态，它流过Ｑ４和Ｄ２，电流值为ｆ一，ｏ）“。＝彘，同时‰ｆｏ）－ｏ，嘣ｆ０）＝‰‰（ｆ。）＿０，屹。。（ｔ。）＝％。
２、开关模态１（ｔｏ，，ｆ）（对应于图３．２１（ｂ））
在ｔｏ时刻，Ｑ４关断，ｉ。。和ｉ。，同时使ｃ４充电，给ｃ２放电。Ｄ脱离饱和，