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系统]:程与电子技术
文章编号:]fiOI一506x(2003)12
146003
基于软件无线电的直序扩频码元判决算法
宫二玲,王跃科,杨俊
(国防科技大学机电工程与自动化学院,湖南长沙410073)
摘要:码元判决算法的设计是扩频序列能被正确接收的关键.提出了一种基于软件无线电技术.且考虑初 始相位的影响,对直接序列扩频的中额采样信号进行码元判决的算法.该算法有较高的扩频处理增益.适用于信 噪比极低(一20dB以下),且对系统的体积及功耗有严格限制的情况.仿真厦实验表明.该算法运算简便,在恶劣环 境下仍具有较低的诖码率. 关键词:软件无线电;采样信号;码元判决;扩频通信 中图分类号:TN91I.71 文献标识码:A
on
Bit decision algorithm for Ds/SS based
GONG
sol!tware radio
(CoU,邪矿Mechatrc盹cs西卿r咖andA眦呦,National Ur,bms竹of地却舶Tedmology,秭哪咖410073,China)
A岫m:The des睁ofbit decision aI鲥‰is the脚to
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a
Er-ling,WANG Yue-ke,YANC,Jun
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of
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applicable
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ratio and the∞vem limitation
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envuoturtnt.
wor出:software
radio;smoling
signal;bit
communication
相位的影响.满足恶劣条件下工程实际的需要.
1引言
扩频通信系统的最终FI的是要进行信息符号的正确传 输,如何从接收的信号中准确判别出信息符号至关重要.然 而信号中噪声的存在,初始相位的随机性,多普勒频率引起 的中频偏移都将影响信息符号的判别.通常的做法是通过 锁相环进行载频跟踪,码频跟踪,做到信号参数的精确同步, 以消除其影响.这种方法因为要用到硬件模块,不利于减小 系统体积及功耗,且在较低信噪比条件下判决的误码率也将 大大增加. 常规的扩频接收机总是将解扩,解调分两步进行.一步 是对中频采样信号先解扩,把宽带的扩频信号恢复成窄带信 号,再通过相干解调恢复出传输的码元;另一步是先解调,把 接收的扩频信号恢复成基带扩频信号,再通过数字相关器完 成解扩和信息码元的判决¨.一者的扩频处理增益均为扩 频码的周期=本文首先提出一种对中额采样信号同时进ir 解扩解调的软件算法,可以使处理增益大大提高,较好地抑 制噪声,降低码元判决的误码率.在此基础上设计软件算 法,可以在码元判决中既保持较高的处理增益,又消除初始
收稿日期:2m2—06—77;惨回日期:2003—03~20. 作者简介:宫二玲(1971一).女.讲师.博士研究生,主要研究方向为数字化测试技术.通信技术等.
2中频采样信号的直接解扩解调算法
2.1算法描述 若不考虑初始相位的影响,则可眦用最大似然比准则分 别对每一位信息符号进行判决,方法如下乜_]. 作假设检验 f玩:z(n)=5l(n)十d(…
I丑l:.(.):s.(n)+.(n)'"2
otl?2,…,Ⅳ一1'1)
式中:z(n)——中频采样数据,.(11 J——均值为0,方差为
口2的正态白噪声.sI(n):PN(nt)-eos(趣'RL),对应信
息符号…1';¨(n)=一PN(nE)wos(2,幔nt),对应信息 符号"一1",PN(nt)——伪随机序列.£——周期,t= 1组——接收端的采样周期,上——接收信号的中频频率. 假设而v为PN序列的码速率,则N=L?产为一个信息符
号位对应的采样数据长度. 假设接收端已准确提取出中频频率'.且收发两端PN 序列码元已作到精确同步,则对z(n)真接作解扩解调可得
万方数据
N
l
R=∑x(n)?^(n)
n=0
(2)
式中:
^(n)=刚(hE)?cos(2吐nt)
叫I 叫R E[R
一一一忑瓦唧1
fo
1
f
堡生l.. 腑2
J (8)
此时R的条件均值与条件方差分别为
=垂(一争)
-
1tol:莹..(.)=∑s.(n).^(n)=彳 .^(.):iN
E
0
i玩]:∑s (.).^(.):一要
H.]=
..,
蛳)=L去e一;出
同理,判决的虚警概率为n=卢,若两类错误出现的概 率均等.则判决的总错误概率为
D[R
Ho]=D[R
一 D[∑.(n)?^(n)]: .}
(5)
则R的条件概率密度为
只:{七肚中(一.孕)
信噪比为
(9)
肿四=志",{一譬】 p(R[Hi)=志唧{一譬)十
‰
设#(n)的输入信噪比为s隅=7I/2,则接收后的输出 (要)z
(6)
sNll0=—矗F=sN凡'N
2
(10)
以R作为判决统计量,依据最大似然比准则可得判决
规则为
即直接解扩解调带来的处理增益为Ⅳ.而常规的扩频接收 机将解扩,解调分别进行,此时的处理增益为PN序列的周
置紊o
2.2算法性能分析 该判决规则的漏判概率为
期L.当工)≈葡时+分别解扩解调对噪声的抑制程度不如 上述直接解扩解调方法,错误概率也相对较高.表I列出了
PN序列选用511位平衡Cold码,正=町知.工=.‰,各种输
入信噪比条件下.直接解扩解调与先解扩后解调两种方案进 行码元判决的错误概率比较.
p=I
P(R l凰)dR
寰1各种输入僖嗓比条件下.两种接收方案的错误概率比较 输入信嗓比 直接解扩解诃 先解扩后解调
一17 dB 8.473 9e一2. 3.153 3e一06 4 一18 dB —19 dB 3 644 5e一13 l 672 8e一04
一20曲
8.093
一2l dB 6.045 le~09 2 191
一口dB
I.899 8e—07 5 552 6e一03
一23曲
2 999 5e一06 1.181 Ie一02
l酷Oe一16
5e一¨
2.8弱3e一晒
6.946 3e一04
3e~∞
Ⅳ一I
3考虑初始相位如影响的码元判决算法
3.1算法描述 若考虑初始相位的影响.则不能对每一位信息符号分别 进行判决,这里设计出一种序贯判决算法.设接收到的中频 采样信号为 x(n)=^?PN(nr,)?c08(21rfcnE+≠o)+n(nt)
(11)
=∑‰?刑(以)?c*[2吐(n+州)L+≠o]+
^=o
n[(n+kN)t]}?[PN(n疋)?e一跗4I]
式(13)中包含的信息分量为
(13)
R(^)=∑A'-PN(nT,)?cos[2'rfA
[PN(nT,)?e-皿9t]
^
n+州)t+%]
式中:氐=±1——第★个信息符号.采样频率正=m?正,
m为正整数. 此时选取匹配滤渡器为与"无关的复指数型函数
h(n)=PN(nr)?e-口旺"t (12)
=等?∑[州(n+kA')t?小十
e—m'(一+¨)t-e.Po].e一口珥"l
NA^ 2
^一l
(14)
在已知中频频率正,且PN序列码元已同步的条件下. 对第m个信息符号作匹配滤波可得到
噪声分量
N—I
圮(^)=∑缸(n+^Ⅳ)£]?{^V(n瓦)?e一正珥1I]
n=o
R(t)=∑x(n+kN)?^(n)
(15)
万方数据
::兰::
为随机变量.其均值与方差分别为 E[吼(%)]=0
至釜三堡盏皇王茎銮
P{Re[r(k)]<0I A^?~+l<0|})口
(16) (17) 由于
罂:兰
=PIRe[r(k)]>01 A^?A…>oI
(22)
从而科R(t)]=R(&),记为丽=R(^).
为消除初相丸的影响,令 则可作如下序贯判决.
D[R(^)]=腑2
,(I):丽?.雨和:竺二钍(18)
州t)._】v(半一^,叫
附+1).Ⅳ(旦笋?^,叫
均值与方差分别为
(23) (24)
故r(k)=R'(k)?R(k+1)的实部近似服从正态分布,其
若Re[r(t)]>0,则A¨=At,否刚^+l=一^.
3.2算法性能分析 在无噪声情况下,只要起始信息位判决准确,则以后每 一位信息符号的判决均正确.当存在噪声时,某一位信息符 号判决错误,将会影响以后各信息符号位的判决,即判决误 差存在传递效应.
El‰【,(k)]}_生旦}纽 OIIte[m川:(譬+腑2).譬4
从而
(25)
r(26)
设第t位信息符号能正确判决为…1状态,表示为e(k)
=1;错误判决为…0状态,表示为车(k)=00且第0位总能正
确判决,则第k位与第k+1位均能正确判决的概率为(假设
^=c"志一L学】¨中(蒜)
(27)
A^与A…同号,异号的概率相等.均为÷)
P{e(k+1);1,e(t):1} =P|}(I+1);l I{(☆)=1l?PI}(k)=1I(19) 则对信息符号Ao.Al'一,^的整个判决过程Ie(i),i=0,1, …,k}为一齐次,两状态的马尔可夫链H J. 令P,n=P1 e(k+1)=0I}(I)=11=口,剜整个判决 过程的一步转移概率矩阵为
P10-l_Pn=垂(一番)
(28'
Ao'几IA,…,AI均能正确判决的概率为艮=
【垂(Z每)r.至少有一位判决错误的概率为&:1一气.
4仿真结果
仿真实验中PⅣ序列选用511位平衡Gold码,上=耽.
r=(2 2)=(1:..:.)
l位信息符号判决时的条件概率 P{Re[r(k)]>0I^?A…>0{
和
Ⅳ=4懈.图l给出不同输八信噪比条件下P10的理论计算
c20, 曲线与蒙特卡罗仿真曲线.仿真时先产生两组各10 000个
假设第k位信息符号判决正确与否,并不影响对第k+
正态分布随机数,计算二者乘积的分布,再求出P帅
表2列出Pm的理论计算数据与蒙特卡罗仿真计算数 据.可见在一21dB时,将Re[r(^)]近似为正态分布所产生 的误差仅为1.917e一06.
(21)
P{Re[r(^)]<0l^?A…<0l
则
图2表示出错误概率A与输人信噪比sN凡,判决位散k 之间的关系曲线.为防止判决误差的传递,可以根据工程实 际需求,在判决完一定的位数后加特征位予以校验,以减小 误码率.
Pll=÷{P1Re【r(})]>0
At-^+l>01+
襄2.v=4 0哺时.不同输入信嘿比条件下Pn的理论计算数据与蒙特卡罗仿真数据 输人信噪比 理论计算 仿真计算
l 一17dB 095le—10 8 0 —lBdB 104le一09 0 —19dB 一20dB 3 970 一2ldB 一22dB 2129 0e一04 一23dB
2.528 1.750
5e一1/7 2e一07
6e一06
3.612"一05
3.420 7e一05
8髓l
0e—04
3.005 0e一06
1∞1
9e—04
7.'790 2e一04
(下转第15lO页)
万方数据
:::!!:
至鉴三翌主暑:茎查
翌:王
将被控对象参数变为对应最大失控时间时的参数,即取 o=60,6=111,其它参数同图2所对应的参数.得系统模型 对象跟踪图及跟踪误差囤,如图3所示.
12 lo >8 赴6 t
4
(1)将受生物启发的分流模型引入变结构模型跟踪控 制,不仅能有效抑制系统震颤,而且能改善系统跟踪性能,并 能减小非自衡对象加载后的静差,使系统的动态,静态性能 得以全面改善;
12 10 >8 Ⅵ6
彳4
~2 o O 2 r/s 4
~2 0
蹦l一般变结构 模型跟踪控制
F一
图2受生物启发图3对象参数变化 的变结构模型 跟踪控制 后受4物启 发的变结构 模型跟踪控制
篓 [一
(2)受生物启发的变结构模型跟踪控制系统保持了一 般变结构模型跟踪控制系统的强鲁棒性; (3)将分流摸型用于变结构模型跟踪控制.只需调整一 个参数,即衰减率A,显然系统调试容易; (4)与采用模糊控制抑制震颤的方法相比.受生物启发 的变结构模型跟踪控制更易于设计.
参考文献:
[1]毛宗源,邱焕耀感廊电动机解耦变鲇构控制系统抖振抑制和 消除的研究[J]自动化学报,1994,20(2):169—175. 【2]Y.%s x,Mmg
Approach
to
比较图2,图3可见,受生物启发的变结构模型跟踪控制 系统对对象参数变化不敏感.另外,从囤2,圉3加载后的图 形均町见,该系统对外部扰动不敏感.显然,受生物启发的 变结构模型跟踪控制系统保持了一般变结构模型跟踪控制 系统的强鲁棒性.
M,Y—X
A
Biologically tnsplred Neural planning
Network d
a
Real-Time
CoU;d册一Fr赞Motion
IEEE
Nonholdaonfic Car-ljke Intelligent
Rolmt【C J
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Io
Rcbots
and
svste七.2000-1:Z39—9A4
Ntccwork Approach I)ynamic
[3]Yang
S X,Meng M.An Efficient Netanl Motion
6结论
本文提出一种受生物启发的变结构模型跟踪拄制算法. 仿真结果表明,该算法具有如下优点.
Robot 148
P1如nhm【】]Neural Netwmts.2000,13(2):143—
[4]岛国琴,了.志华,张际先.基于MATIALB的变结构模型跟踪控制
系统研究…江苏大学学撤.2∞2.23(6):56—60
(卜接第1462贞)
0 7 0 6 0 5 0 4 0 3 0 2 0l
大大提高了扩频的处理增益,对噪声有较好的抑制作用.通 过软件算法设计,省去了用锁相环进行载频相位跟踪的体积 及功率上的消耗.仿真表明,该算法运算简便.具有较低的 误码率.该方案已经用于某通信系统的研制中.在以 ADSP2189为核心组成的硬件平台上开发软件,整个系统运行
25 —20 .15 SNR坩B 一10
SNR闰B
结果良好.
理论¨肄曲线.
f^真'f玎曲}t:
}—卜.扣110十+扣70:
参考文献:
图2Ⅳ=4啤8时,错误概率 与输入信噪比,判决位 敬之间的关系曲线 [1j曾兴雯,裴吕幸,刘"安数字相关器技解扩性能分析[】】.西安 电了科技大学学报.1997.24(2):221—224 [2:鞠德航,林町祥信号检测理论导论[M:北京:科学出版社,
1977 107—247 13
图1Ⅳ=4 088时,不同输人 信噪比条件下,P.的 理论计算曲线与蒙特 仁罗仿真曲线
5结论
本文提出的基于软件无线电技术的码元判决算法.可以 用于在极低信噪比条件下,考虑初始相位影响而进行的码元 判决.由于原理上采用对中频采样信号直接解扩解调技术,
[3]许树声信号检测与估计[M]北京:嗣防工业出版社,1985
—70
[4]柳金甫,李学伟应用随机过程[M]北京:中国铁道出版礼.
21300 80一107
万方数据