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详解一步一步设计开关电源

详解一步一步设计开关电源
详解一步一步设计开关电源

详解一步一步设计开关电源(完结篇)

导读:

针对开关电源很多人觉得很难,其实不然。设计一款开关电源并不难,难就难在做精,等你真正入门了,积累一定的经验,再采用分立的结构进行设计就简单多了。万事开头难,笔者在这就抛砖引玉,慢慢讲解如何一步一步设计开关电源。

开关电源设计的第一步就是看规格,具体的很多人都有接触过,也可以提出来供大家参考,我帮忙分析。

我只带大家设计一款宽范围输入的,12V2A的常规隔离开关电源。

1、首先确定功率

根据具体要求来选择相应的拓扑结构;这样的一个开关电源多选择反激式(flyback)基本上可以满足要求。在这里我会更多的选择是经验公式来计算,有需要分析的,可以拿出来再讨论。

2、选择相应的PWMIC和MOS来进行初步的电路原理图设计

当我们确定用flyback拓扑进行设计以后,我们需要选择相应的PWMIC和MOS 来进行初步的电路原理图设计(sch)。无论是选择采用分立式的还是集成的都可以自己考虑。对里面的计算我还会进行分解。

分立式:PWMIC与MOS是分开的,这种优点是功率可以自由搭配,缺点是设计和调试的周期会变长(仅从设计角度来说);集成式:就是将PWMIC与MOS集成在一个封装里,省去设计者很多的计算和调试分步,适合于刚入门或快速开发的环境。

3、做原理图

确定所选择的芯片以后,开始做原理图(sch),在这里我选用STVIPer53DIP(集成了MOS)进行设计。

设计前最好都先看一下相应的datasheet,确认一下简单的参数。无论是选用PI的集成,或384x或OBLD等分立的都需要参考一下datasheet。一般datasheet里都会附有简单的电路原理图,这些原理图是我们的设计依据。

4、确定相应的参数

当我们将原理图完成以后,需要确定相应的参数才能进入下一步PCBLayout。当然不同的公司不同的流程,我们需要遵守相应的流程,养成一个良好的设计习惯,这一步可能会有初步评估,原理图确认,等等,签核完毕后就可以进行计算了。先附上相应的原理图。

5、确定开关频率,选择磁芯确定变压器

这里确定芯片工作频率为70KHz,芯片的频率可以通过外部的RC来设定,工作频率就等于开关频率,这个外设的功能有利于我们更好的设计开关电源,也可以采取外同步功能。与UC384X功能相近。

变压器磁芯为EER28/28L。

一般AC2DC的变换器,工作频率不宜设超过100kHz,主要是开关电源的频率过高以后,不利于系统的稳定性,更不利于EMC的通过性。频率太高,相应的di/dtdv/dt都会增加,除PI132kHz的工作频率之外,大家可以多参考其它家的芯片,就会总结自己的经验出来。

对于磁芯的选择,是在开关频率和功率的基础,更多的是经验选取。当然计算的话,你需要得到更多的磁芯参数,包括磁材,居里温度,频率特性等等,这个是需要慢慢建立的。

20W~40W范围内EE25EER25EER28EFD25EFD30等均都可以。

关于变压器磁芯的选择

功率大小:

小于5w可使用的磁芯:

ER9.5,ER11.5,EE8.3,EE10,EE13,RM4,GU11,EP7,EP10,UI9.8,URS7

5-10W可使用的磁芯:

ER20,EE19,RM5,GU14,EFD15,EI22,EPC13,EF16,EP13,UI11.5

10-20W可使用的磁芯:

ER25,EE20,EE25,RM6,GU18,EPC17,EF20

20-50W可使用的磁芯:

ER28,ETD28,EI28,EE28,EE30,EF25,RM8,GU22,

PQ20,EPC19,EFD20

50-100W可使用的磁芯:

ER35,ETD34,EE35,EI35,EF30,RM10,GU30,PQ26,

EPC25,EFD25

100-200W可使用的磁芯:

ER40,ER42,ETD39,EI40,RM12,GU36,PQ32,EFD30

200-500W可使用的磁芯:

ER49,ETD49,EC53,EE42,EE55,EI50,RM14,GU42,

PQ35,PQ40,UU66

大于500W可使用的磁芯:

ER70,ETD59,EE65,EE85,GU59,PQ50,UU80,UU93

磁芯与传输功率对照表

6、设计变压器进行计算

输入input:85~265Vac

输出output:12V2A

开关频率Fsw:70kHz

磁芯core:EER28/28L

磁芯参数:Ae82mm2

以上均是已知参数,我们还需要设定一些参数,就可以进入下一步计算。

设定参数:

效率η=80%

最大占空比:Dmax=0.45

磁感应强度变化:ΔB=0.2

有了这些参数以后,我们就可以计算得到匝数和电感量。

输出功率Po=12V*2A=24W

输入功率Pin=Po/η=24W/0.8=30W

输入最低电压Vin(min)=Vac(min)*sqr(2)=85Vac*1.414=120Vdc

输入最高电压Vin(max)=Vac(max)*sqr(2)=265Vac*1.414=375Vdc

输入平均电流Iav=Pin/Vin(min)=30W/120Vdc=0.25A

输入峰值电流Ipeak=4*Iav=1A

原边电感量Lp=Vin(min)*Dmax/(Ipeak*Fsw)=120Vdc*0.45/(1A*70K)=770uH 这里的4是一个经验值,当然也是我自己独家的经验。至于推导,不用那么麻烦,看下面的图,你就明白了,下面是DCM时的电流波形;至于CCM加一个平台,自己可以推导,很简单。

到此最重要的一步原边电感量已经求出,对于漏感及气隙,我不建议各位再去计算和验证。

漏感Lleakage<5%*Lp

上面计算了变压器的电感量,现在我们还需要得到相应的匝数才可以完成整个变压器的工作。

计算导通时间Ton周期时间T=Ton+Toff=1/FswTon=T*DmaxFsw,Dmax都是已知量70kHz,0.45代入上式可得Ton=6.43us

计算变压器初级匝数Np=Vin(min)*Ton/(ΔB×Ae)=120Vdc*6.43us/(0.2*82mm2)=47T(这里的数是一定要取整的,而且是进位取整,我们变压器不可能只绕半圈或其它非整数圈)3)计算变压器12V主输出的匝数输出电压(Vo):

12Vdc整流管压降(Vd):0.7

Vdc绕组压降(Vs):0.5

Vdc原边匝伏比(K)=Vi_min/Np=120Vdc/47T=2.55输出匝数(Ns)=(输出电压(Vo)+整流管压降(Vd)+绕组压降(Vs))/原边匝伏比(K)=(12Vdc+0.7Vdc+0.5Vdc)/2.55=6T(已取整)

4)计算变压器辅助绕组(auxturning)输出的匝数计算方法与12V主绕组输出一样因为STVIPer53DIP副边反馈需低于14.5Vdc,故选取12Vdc作为辅助电压;Na=6T到这一步,我们基本上就得出了变压器的主要参数原边绕组:47T原边电感量:0.77mH漏感<5%*0.77mH=39uH12V输出:6T辅助绕组:6T下一步我们只要将绕组的线径股数脚位耐压等安规方面的要求提出,就可以发给变压器厂去打样了至于气隙的计算,以及返回验证Dmax这些都是一些教科书上的,不建议大家死搬硬套,自己灵活一些。

上面计算出匝数以后,可以直接确定漆包线的粗细,不需要去进行复杂的计

算。

线径与常规电阻一样,都是有定值的,记住几种常用的定值线径。这里,原边电流比较小,可以直接选用φ0.25一股。辅助绕组φ0.25一股。主输出绕组φ0.4或0.5三股,不用选择更粗的,否则绕制起来,漆包线的硬度会使操作工人很难绕。

很多这一步"计算"过了以后,还会返回计算以验证变压器的窗口面积。个人认为返回验证是多余的,因为绕制不下的话,打样的变压器厂也会反馈给你,而你验证通过的,在实际中也不一定会通过;毕竟与实际绕制过程中的熟练度,及稀疏还是有很大关系的。

再下一步,需要确定输入输出的电容的大小,就可以进行布局和布板了。

7、输入输出电解电容计算

输入滤波电解电容

Cin=(1.5~3)*Pin

输出滤波电解电容

Cout=(200~300)*Io

上面我们计算出输入功率30W

所以Cin=45~90uF

从理论上来说,这个值选的越大,对后级就越好;从成本上考虑,我们不会无限制的去选取大容量。此处选值47uF/400Vdc85℃或105℃根据相应的应用环境来决定;电容不需要高频,普通低阻抗的就可以了。

输出电流是2A;

Cout=400~600uF

此处电容需要适应高频低阻的特性,这个值也可以选值变大,但前提必须是在反馈环内。因为是闭环精度控制,故取值470uF/16Vdc

这里电源就可以选两颗470uF/16Vdc,加一个L,阻成CLC低通滤波器。

基本上到这里,PCB上需要外形确定的器件已经完成,即PCB封装完成;下一步就可通过前面的原理图(SCH)定义好器件封装。

8、PCBLayout布线

上面已经确定变压器,原理图,以及电解电容,其它的基本上都是标准件了。

由sch生成网络表,在PCBfile里定义好板边然后加载相应的封装库以后,可以直接导入网络表,进行布局;因为这个板相对比较简单,也可以直接布板,导入网络表是一个非常好的设计习惯。

PCBlayout重点不是怎么连线,最重要的是如何布局;一般来说布局OK的话,画板就轻松多了。

在布局与布板方面:

1)RCD吸收部分与变压器形成的环面积尽量小;这样可以减小相应的辐射和传导。

2)地线尽量的短和宽大,保证相应的零电平有利于基准的稳定;同时VIPER53DIP这颗DIP-8的芯片散热的重要通道。

3)在di/dtdv/dt变化比较大的地方,尽量减小环路和加宽走线,降低不必要的电感特性

附上相应的图,N久之前的版本,可以改进的地方很多,各位自行参考:目

前这一块板仍一直在生产。

9、确定部分参数

我们前几步已经计算了变压器,PCBLayout完成以后,此时就可以确定变压器的同名端,完整的定义变压器,并发出去打样或自己绕制。

EER28/28L骨架是6+6

原边:1->3辅助:6->5输出:7,8,9->10,11,12

对于输出的脚位,我们可以用两个,或者全用上,看各位自己的选择。

从原理图及PCB图上,1,6,7,8,9为同名端,自己绕制时,起线需从这几个脚位起,同方向绕制。

变压器正式定义:

1->2:φ0.25x1x24T

7->10:φ0.50x2x6T

8->11:φ0.50x2x6T

9->12:φ0.50x2x6T

2->3:φ0.25x1x23T

6->5:φ0.25x1x6T

2,4并剪脚

L1-3:0.77mH0.25V@1kHz漏感低于5%磁材:PC40或等同材质

高压:

原边vs副边:3750Vac@1mA1min无击穿无飞弧

副边vs磁芯:1500Vac@1mA1min无击穿无飞弧

阻抗:

原边vs副边/绕组vs磁芯:500Vdc阻抗>100M

备注:这里采用三文治绕法,目的是为了降低漏感。

输出所有脚位全用上,目的是不浪费,同时降低输出绕组的内部阻抗。可以将PCB和变压器发出去打样了,剩下就是确定更多的参数并备料。

D101~D104:Iav=0.25A选1N4007(1000V@1A)当然选600V的也没有问题snubbercircuit(RCD吸收):R101-100k1WC101-103@1kV(高压瓷片电容)D105-FR107(选600V的超快恢复也可以):

这部分可以计算,也可以直接选用经典的参数,在调试时,再进行继续来检验

D201:MBR10100

耐压:>Vo+Vin(max)*Ns/Np=12V+375Vdc*6/47=60V

D106:FR107(耐压计算同上,选FR101亦可,尽快将电源里器件整合,故选FR107)

R102:是一个分压电阻,主要用来限制Vdd的电压;0~100R范围内选,调试时,根据具体情况调整

R103,C105:这部分是STVIPER53DIP设定开关频率的,70kHz可查datasheet 中的频率设定表,可知R103-10kC105-222

R103与C105组成一个RC网络,用于设定VIPer53的工作频率,它的工作频率可以高达300kHz,不过在AC-DC里我不建议使用那么高的频率。在VIPer53datasheet里有一个曲线,不过不是很方便,我将常用的频率设定表,整理一下,贴出来大家参考。

8脚TOVL是一个延时保护的,此处可以直接选104具体参数,根据应用时,来调整这个值。

1脚comp是一个补偿反馈脚,给出一组验证过的参数:R104-1k

C104-47uF/50V(电解电容)C103-104这是一个一阶惯性环节,在副边反馈状态下,以副边反馈的补偿网络为主,在失反馈此补偿网络才变为主网络。

IC102-选用PC817C就OK了,不需要要求太高的CTR值。

L201-10uH3A的工字电感,与E201E202形成一个低通滤波器,能更好地抑制纹波,可计算,在这里我不提倡来计算,可以根据调试中所碰到的问题再来调整。

IC201-TL431TO92封装,ref-2.5V

R205-1k这个值的计算>Vo-Vopdiode(光耦内发光二极管的压降)/Imin(光耦发光二极管最小击穿电流)

保证R205的选择能够在正常状态下,有效击穿光耦内部的发光二极管。

R204R202-18k4.7k根据公式2.5V/R202=Vo/(R202+R204)可计算。

C202-104这个也可以到时根据实际情况来调整,不需要去用公式进行复杂的计算。

CY103-这个是Y电容可以选222@400Vac,具体根据安规的耐压来选取,都可以在后续的工作中进行调整。

10、调试过程

到以上部分,基本上一个电源算是设计完成,后面的就是焊板调试过程。

调试所需要的简单设备(必需的):调压器,示波器,万用表;辅助设备:功率计,LCR电桥,电子负载

焊完板以后,进行静态检查,如果有LCR电桥的话,可以先测一下变压器同名端,电感量等参数以后再焊接。

静态检查:主要看有没有虚焊,连锡等;静态测试以后,可以用万用表测一下输入,输出是否处于短路状态;剩下就可以进行加电测试了。

开关电源的AC输入接入调压器,或者AC输入接入功率计再接至调压器,调压器处于0Vac;示波器接在STVIPER53DIP的DS两端或初级绕组两端亦可,交流耦合;万用表电压档测输出,并空载。

接通调压器电源,开始升压,不需要快速,同时观看示波器。

从0Vac开始升,会看到示波器上波形会有浮动(改成直流耦合会很清楚看到电压在上升)。当调压器的电压至40~60Vac区间时,如果示波器波形还没有变化的话,退回0Vac,重新检查电源板。

一般空载状态,在40~60Vac区间时,开关电源会开始工作,STVIPER53DIP 也会进入工作模式,示波器上Vds波形会开始正常。

看输出电压是否达到预设值?未达到,退回0Vac检查采样,反馈及输出回路。如果都OK的状态下,再考虑将输入电压升至220Vac。遵循以上步骤调试的话,不会出现爆片或炸机现象。

备注:示波器需要隔离,或只允许LN输入,未隔离条件下PE的线不能接入,否则极易造成短路。

激动人心的一刻到了,人生的第一块电源就要诞生了!

带载还是建议一点一点地加,也监控着示波器,这里就省去一步一步加载过程,直接上手了

最后总结:

其实开关电源入门很简单,最好的入门是选用单片的,毕竟省去了启动电阻,电流检测电阻,MOS及驱动,保护电路等各种不确定因素的问题。等你真正入门了,积累一定的经验,再采用分立的结构进行设计就简单多了,凡事先易后难才有进步。

电子工程师的设计经验笔记

电子工程师必备基础知识(一) 运算放大器通过简单的外围元件,在模拟电路和数字电路中得到非常广泛的应用。运算放大器有好些个型号,在详细的性能参数上有几个差别,但原理和应用方法一样。 运算放大器通常有两个输入端,即正向输入端和反向输入端,有且只有一个输出端。部分运算放大器除了两个输入和一个输出外,还有几个改善性能的补偿引脚。 光敏电阻的阻值随着光线强弱的变化而明显的变化。所以,能够用来制作智能窗帘、路灯自动开关、照相机快门时间自动调节器等。 干簧管是能够通过磁场来控制电路通断的电子元件。干簧管内部由软磁金属簧片组成,在有磁场的情况,金属簧片能够聚集磁力线并使受到力的作用,从而达到接通或断开的作用。 电子工程师必备基础知识(二) 电容的作用用三个字来说:“充放电。”不要小看这三个字,就因为这三个字,电容能够通过交流电,隔断直流电;通高频交流电,阻碍低频交流电。 电容的作用如果用八个字来说那就:“隔直通交,通高阻低。”这八个字是根据“充放电”三个字得出来的,不理解没关系,先死记硬背住。 能够根据直流电源输出电流的大小和后级(电路或产品)对电源的要求来先择滤波电容,通常情况下,每1安培电流对应1000UF-4700UF是比较合适的。 电子工程师必备基础知识(三) 电感的作用用四个字来说:“电磁转换。”不要小看这四个字,就因为这四个字,电感能够隔断交流电,通过直流电;通低频交流电,阻碍高频交流电。电感的作用再用八个字来说那就:“隔交通直,通低阻高。”这八个字是根据“电磁转换”三个字得出来的。

电感是电容的死对头。另外,电感还有这样一个特点:电流和磁场必需同时存在。电流要消失,磁场会消失;磁场要消失,电流会消失;磁场南北极变化,电流正负极也会变化。 电感内部的电流和磁场一直在“打内战”,电流想变化,磁场偏不让变化;磁场想变化,电流偏不让变化。但,由于外界原因,电流和磁场都可能一定要发生变化。给电感线圈加上电压,电流想从零变大,可是磁场会反对,因此电流只好慢慢的变大;给电感去掉电压,电流想从大变成零,可是磁场又要反对,可是电流回路都没啦,电流已经被强迫为零,磁场就会发怒,立即在电感两端产生很高的电压,企图产生电流并维持电流不变。这个电压很高很高,甚至会损坏电子元件,这就是线圈的自感现象。 给一个电感线圈外加一个变化磁场,只要线圈有闭合的回路,线圈就会产生电流。如果没回路的话,就会在线圈两端产生一个电压。产生电压的目的就是要企图产生电流。当两个或多个丝圈共用一个磁芯(聚集磁力线的作用)或共用一个磁场时,线圈之间的电流和磁场就会互相影响,这就是电流的互感现象。 大家看得见,电感其实就是一根导线,电感对直流的电阻很小,甚至能够忽略不计。电感对交流电呈现出很大的电阻作用。 电感的串联、并联非常复杂,因为电感实际上就是一根导线在按一定的位置路线分布,所以,电感的串联、并联也跟电感的位置相关(主要是磁力场的互相作用相关),如果不考虑磁场作用及分布电容、导线电阻(Q值)等影响的话就相当于电阻的串联、并联效果。 交流电的频率越高,电感的阻碍作用越大。交流电的频率越低,电感的阻碍作用越小。 电感和充满电的电容并联在一起时,电容放电会给电感,电感产生磁场,磁场会维持电流,电流又会给电容反向充电,反向充电后又会放电,周而复始……如果没损耗,或能及时的补充这种损耗,就会产生稳定的振荡。 电子工程师必备基础知识(四)

精通开关电源设计

《精通开关电源设计》笔记 三种基础拓扑(buck boost buck-boost )的电路基础: 1, 电感的电压公式dt dI L V ==T I L ??,推出ΔI =V ×ΔT/L 2, sw 闭合时,电感通电电压V ON ,闭合时间t ON sw 关断时,电感电压V OFF ,关断时间 t OFF 3, 功率变换器稳定工作的条件:ΔI ON =ΔI OFF 即,电感在导通和关断时,其电流变化相等。 那么由1,2的公式可知,V ON =L ×ΔI ON /Δt ON ,V OFF =L ×ΔI OFF /Δt OFF ,则稳定条件为伏秒定律:V ON ×t ON =V OFF ×t OFF 4, 周期T ,频率f ,T =1/f ,占空比D =t ON /T =t ON /(t ON +t OFF )→t ON =D/f =TD →t OFF =(1-D )/f 电流纹波率r P51 52 r =ΔI/ I L =2I AC /I DC 对应最大负载电流值和最恶劣输入电压值 ΔI =E t /L μH E t =V ×ΔT (时间为微秒)为伏微秒数,L μH 为微亨电感,单位便于计算 r =E t /( I L ×L μH )→I L ×L μH =E t /r →L μH =E t /(r* I L )都是由电感的电压公式推导出来 r 选值一般0.4比较合适,具体见 P53 电流纹波率r =ΔI/ I L =2I AC /I DC 在临界导通模式下,I AC =I DC ,此时r =2 见P51 r =ΔI/ I L =V ON ×D/Lf I L =V O FF×(1-D )/Lf I L →L =V ON ×D/rf I L 电感量公式:L =V O FF×(1-D )/rf I L =V ON ×D/rf I L 设置r 应注意几个方面: A,I PK =(1+r/2)×I L ≤开关管的最小电流,此时r 的值小于0.4,造成电感体积很大。 B,保证负载电流下降时,工作在连续导通方式P24-26, 最大负载电流时r ’=ΔI/ I LMAX ,当r =2时进入临界导通模式,此时r =ΔI/ I x =2→ 负载电流I x =(r ’ /2)I LMAX 时,进入临界导通模式,例如:最大负载电流3A ,r ’=0.4,则负载电流为(0.4/2)×3=0.6A 时,进入临界导通模式 避免进入临界导通模式的方法有1,减小负载电流2,减小电感(会减小ΔI ,则减小r )3,增加输入电压 P63 电感的能量处理能力1/2×L ×I 2 电感的能量处理能力用峰值电流计算1/2×L ×I 2PK ,避免磁饱和。 确定几个值:r 要考虑最小负载时的r 值 负载电流I L I PK 输入电压范围V IN 输出电压V O 最终确认L 的值 基本磁学原理:P71――以后花时间慢慢看《电磁场与电磁波》用于EMC 和变压器 H 场:也称磁场强度,场强,磁化力,叠加场等。单位A/m B 场:磁通密度或磁感应。单位是特斯拉(T )或韦伯每平方米Wb/m 2 恒定电流I 的导线,每一线元dl 在点p 所产生的磁通密度为dB =k ×I ×dl ×a R /R 2 dB 为磁通密度,dl 为电流方向的导线线元,a R 为由dl 指向点p 的单位矢量,距离矢量为R ,R 为从电流元dl 到点p 的距离,k 为比例常数。 在SI 单位制中k =μ0/4π,μ0=4π×10-7 H/m 为真空的磁导率。

开关电源变压器参数设计步骤详解

开关电源高频变压器设计步骤 步骤1确定开关电源的基本参数 1交流输入电压最小值u min 2交流输入电压最大值u max 3电网频率F l开关频率f 4输出电压V O(V):已知 5输出功率P O(W):已知 6电源效率η:一般取80% 7损耗分配系数Z:Z表示次级损耗与总损耗的比值,Z=0表示全部损耗发生在初级,Z=1表示发生在次级。一般取Z=0.5 步骤2根据输出要求,选择反馈电路的类型以及反馈电压V FB 步骤3根据u,P O值确定输入滤波电容C IN、直流输入电压最小值V Imin 1令整流桥的响应时间tc=3ms 2根据u,查处C IN值 3得到V imin 确定C IN,V Imin值 u(V)P O(W)比例系数(μF/W)C IN(μF)V Imin(V) 固定输 已知2~3(2~3)×P O≥90 入:100/115 步骤4根据u,确通用输入:85~265已知2~3(2~3)×P O≥90 定V OR、V B 固定输入:230±35已知1P O≥240 1根据u由表查出V OR、V B值

2 由V B 值来选择TVS 步骤5根据Vimin 和V OR 来确定最大占空比 Dmax V OR Dmax= ×100% V OR +V Imin -V DS(ON) 1设定MOSFET 的导通电压V DS(ON) 2 应在u=umin 时确定Dmax 值,Dmax 随u 升高而减小 步骤6确定初级纹波电流I R 与初级峰值电流I P 的比值K RP ,K RP =I R /I P u(V) K RP 最小值(连续模式)最大值(不连续模式) 固定输入:100/1150.41通用输入:85~2650.441固定输入:230±35 0.6 1 步骤7确定初级波形的参数 ①输入电流的平均值I AVG P O I A VG= ηV Imin ②初级峰值电流I P I A VG I P = (1-0.5K RP )×Dmax ③初级脉动电流I R u(V) 初级感应电压V OR (V)钳位二极管反向击穿电压V B (V) 固定输入:100/115 6090通用输入:85~265135200固定输入:230±35 135 200

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开关电源学习笔记 阅读书记名称《集成开关电源的设计调试与维修》 开关电源术语: 效率:电源的输出功率与输入功率的百分比。其测量条件是满负载,输入交流电压标准值。 ESR:等效串联电阻。它表示电解电容呈现的电阻值的总和。一般情况下,ESR值越低的电容,性能越好 输出电压保持时间:在开关电源输出电压撤消后,依然保持其额定输出电压的时间。 启动浪涌保护:它属于保护电路。它对电源启动时产生的尖蜂电流起限制作作用。为了防止不必要的功率损耗,在设计这一电路时候,一定要保证滤波电容充满电之前,就起到限流的作用。 隔离电压:电源电路中的任何一部分与电源基板之间的最大电压。或者能够加在开关电源的输入与输出端之间的最大直流电压。 线性调整率:输出电压随负载在指定范围内的变化百分率。条件是线电压和环境温度不变。 噪音和波纹:附加在直流信号上的交流电压的高频尖锋信号的峰值。通常是mV度量。 隔离式开关电源:一般指开关电源。它从输入的交流电源直接进行整流滤波,不使用低频隔离变压器。 输出瞬态响应时间:从输出负载电路产生变化开始,经过整个电路的调节作用,到输出电压恢复额定值所需要的时间。

过载过流保护:防止因负载过重,是电流超过原设计的额定值而造成电源的损坏的电。远程检测:电压检测的一种方法。为了补偿电源输出的电压降,直接从负载上检测输出电压的方法。 软启动:在系统启动时,一种延长开关波形的工作周期的方法。工作周期是从零到它的正常工作点所用的时间。 快速短路保护电路:一种用于电源输出端的保护电路。当出现过压现象时,保护电路启动,将电源输出端电压快速短路。 占空比:开关电源中,开关元件导通的时间和变换工作周期之比。 元件选择和电路设计: 一:输入整流器的一些参数 最大正向整流电流:这个参数主要根据开关电源输出功率决定,所选择的整流二极管的稳态电流容量至少应是计算值的2倍。 峰值反向截止电压(PIV):由于整流器工作在高压的环境,所以它们必须有较高的PIV值。一般600V以上。 要有能承受高的浪涌电流的能力:浪涌电源是用开关管导通时的峰值电流产生。 二:输入滤波电容 输入滤波电容对开关电源的影响 电源输出端的低频交流纹波电压 输出电压的保持时间 滤波电容的计算公式: C=(I*t)/ΔV

RCC开关电源设计详细讲解39308

目录 摘要 ABSTRACT 绪论 第一章.RCC电路基础简介 1.1RCC电路工作原理 1.2RCC电路的稳压问题 1.3RCC电路占空比的计算 1.4RCC电路振荡频率的计算 1.5RCC电路变压器的设计 第二章.简易RCC基极驱动的缺点及改进设计 2.1 简易RCC电路的缺点 2.2 开关晶体管恒流驱动的设计 第三章.RCC电路的建模及仿真 3.1 RCC电路的建模及参数设计 3.1.1 主要技术指标 3.1.2 变压器的设计 3.1.3 电压控制电路的设计 3.1.4 驱动电路的设计 3.1.5 副边电容、二极管参数的设计

3.1.6 其他辅助电路的设计 3.2 RCC电路的仿真 3.2.1 RCC电路带额定负载时的仿真及设计标准的验证 3.2.2 RCC电路带轻载时的仿真 3.3 RCC电路的改进及改进后的仿真 3.3.1 RCC电路的恒流设计 3.3.2带有恒流源的RCC电路的仿真 第四章 RCC电路间歇振荡的应用实例 4.1 三星S10型放像机中的RCC型开关电源

RCC电路间歇振荡现象的研究 摘要:RCC变换器通常是指自振式反激变换器。它是由较少的几个器件就可以组成的高效电路,已经广泛用于小功率电路离线工作状态。由于控制电路能够与少量分立元件一起工作而不会出现差错,所以电路的总的花费要比普通的PWM反激逆变器低。一方面,当其控制电流过高时就会出现一种间歇振荡现象,从而使得电路的振荡周期在很大围变化,类如例如从数百赫兹到数千赫兹之间变化,因而在较大功率输出时将引起变压器等产生异常的噪音,所以需要抑制这种现象的产生。另一方面,当电路的输出功率输出较小时,却可以利用这种间歇振荡,使开关电路处于低能耗状态。当需要电路工作时,只需给电路一个信号脉冲即可。电路本文主要通过实验仿真的方法在RCC电路中加入某些特定的电路从而达到抑制消除这种间歇振荡,同时还简要阐述一些利用间歇振荡的例子。 Abstract:The self-oscillating flyback converter, often referred to as the ringing choke converter (RCC), is a robust, low component-count circuit that has been widely used in low power off-line applications. Since the control of the circuit can be implemented with very few discrete components without loss of performance, the overall cost of the circuit is generally lower than the conventional PWM flyback converter that employs a commercially available integrated control .

开关电源学习笔记(含推导公式)

《开关电源》笔记 三种基础拓扑(buck boost buck-boost )的电路基础: 1, 电感的电压公式dt dI L V ==T I L ??,推出ΔI =V ×ΔT/L 2, sw 闭合时,电感通电电压V ON ,闭合时间t ON sw 关断时,电感电压V OFF ,关断时间 t OFF 3, 功率变换器稳定工作的条件:ΔI ON =ΔI OFF 即,电感在导通和关断时,其电流变化相等。 那么由1,2的公式可知,V ON =L ×ΔI ON /Δt ON ,V OFF =L ×ΔI OFF /Δt OFF ,则稳定条件为伏秒定律:V ON ×t ON =V OFF ×t OFF 4, 周期T ,频率f ,T =1/f ,占空比D =t ON /T =t ON /(t ON +t OFF )→t ON =D/f =TD →t OFF =(1-D )/f 电流纹波率r P51 52 r =ΔI/ I L =2I AC /I DC 对应最大负载电流值和最恶劣输入电压值 ΔI =E t /L μH E t =V ×ΔT (时间为微秒)为伏微秒数,L μH 为微亨电感,单位便于计算 r =E t /( I L ×L μH )→I L ×L μH =E t /r →L μH =E t /(r* I L )都是由电感的电压公式推导出来 r 选值一般0.4比较合适,具体见 P53 电流纹波率r =ΔI/ I L =2I AC /I DC 在临界导通模式下,I AC =I DC ,此时r =2 见P51 r =ΔI/ I L =V ON ×D/Lf I L =V O FF×(1-D )/Lf I L →L =V ON ×D/rf I L 电感量公式:L =V O FF×(1-D )/rf I L =V ON ×D/rf I L 设置r 应注意几个方面: A,I PK =(1+r/2)×I L ≤开关管的最小电流,此时r 的值小于0.4,造成电感体积很大。 B,保证负载电流下降时,工作在连续导通方式P24-26, 最大负载电流时r ’=ΔI/ I LMAX ,当r =2时进入临界导通模式,此时r =ΔI/ I x =2→ 负载电流I x =(r ’ /2)I LMAX 时,进入临界导通模式,例如:最大负载电流3A ,r ’=0.4,则负载电流为(0.4/2)×3=0.6A 时,进入临界导通模式 避免进入临界导通模式的方法有1,减小负载电流2,减小电感(会减小ΔI ,则减小r )3,增加输入电压 P63 电感的能量处理能力1/2×L ×I 2 电感的能量处理能力用峰值电流计算1/2×L ×I 2PK ,避免磁饱和。 确定几个值:r 要考虑最小负载时的r 值 负载电流I L I PK 输入电压范围V IN 输出电压V O 最终确认L 的值 基本磁学原理:P71――以后花时间慢慢看《电磁场与电磁波》用于EMC 和变压器 H 场:也称磁场强度,场强,磁化力,叠加场等。单位A/m B 场:磁通密度或磁感应。单位是特斯拉(T )或韦伯每平方米Wb/m 2 恒定电流I 的导线,每一线元dl 在点p 所产生的磁通密度为dB =k ×I ×dl ×a R /R 2 dB 为磁通密度,dl 为电流方向的导线线元,a R 为由dl 指向点p 的单位矢量,距离矢量为R ,R 为从电流元dl 到点p 的距离,k 为比例常数。 在SI 单位制中k =μ0/4π,μ0=4π×10-7 H/m 为真空的磁导率。

12种开关电源拓扑及计算公式

输入输出电压关系 D T Ton Vin Vout == 开关管电流 Iout Iq =(max)1开关管电压 Vin Vds =二极管电流 ) 1(1D Iout Id ?×=二极管反向电压 Vin Vd =12、BOOST 电路 输入输出电压关系 D Ton T T Vin Vout ?= ?=11 开关管电流 11( (max)1D Iout Iq ?×=开关管电压 Vout Vds =二极管电流 Iout Id =1二极管反向电压 Vout Vd =13、BUCK BOOST 电路 输入输出电压关系 D D Ton T Ton Vin Vout ?= ?=1开关管电流 11( (max)1D Iout Iq ?×=开关管电压 Vout Vin Vds ?=二极管电流 Iout Id =1二极管反向电压 Vout Vin Vd ?=1

输入输出电压关系 D D Vin Vout ?= 1开关管电流 )1( (max)1D D Iout Iq ?×=开关管电压 Vout Vin Vds +=二极管电流 Iout Id =1二极管反向电压 Vin Vout Vd +=15、FLYBACK 电路 输入输出电压关系 Lp Iout Vout T D Vin Vout ×××=2开关管电流 (max)1Lp Ton Vin Iq ×= 开关管电压 Ns Np Vout Vin Vds × +=二极管电流 Iout Id =1二极管反向电压 Np Ns Vin Vout Vd × +=16、FORW ARD 电路 输入输出电压关系 D Np Ns T Ton Np Ns Vin Vout ×=×=开关管电流 Iout Np Ns Iq ×= (max)1开关管电压 Vin Vds ×=2二极管电流 D Iout Id ×=1

反激设计最牛笔记

【最牛笔记】大牛开关电源设计全过程笔记! 反激变换器设计笔记 1、概述 开关电源的设计是一份非常耗时费力的苦差事,需要不断地修正多个设计变量,直到性能达到设计目标为止。本文step-by-step 介绍反激变换器的设计步骤,并以一个6.5W 隔离双路输出的反激变换器设计为例,主控芯片采用NCP1015。 基本的反激变换器原理图如图1 所示,在需要对输入输出进行电气隔离的低功率(1W~60W)开关电源应用场合,反激变换器(Flyback Converter)是最常用的一种拓扑结构(Topology)。简单、可靠、低成本、易于实现是反激变换器突出的优点。 2、设计步骤

接下来,参考图2 所示的设计步骤,一步一步设计反激变换器 1.Step1:初始化系统参数 ------输入电压范围:Vinmin_AC 及Vinmax_AC ------电网频率:fline(国内为50Hz) ------输出功率:(等于各路输出功率之和) ------初步估计变换器效率:η(低压输出时,η取0.7~0.75,高压输出时,η取0.8~0.85)根据预估效率,估算输入功率: 对多路输出,定义KL(n)为第n 路输出功率与输出总功率的比值:

单路输出时,KL(n)=1. 2. Step2:确定输入电容Cbulk Cbulk 的取值与输入功率有关,通常,对于宽输入电压(85~265VAC),取2~3μF/W;对窄范围输入电压(176~265VAC),取1μF/W 即可,电容充电占空比Dch 一般取0.2 即可。

一般在整流后的最小电压Vinmin_DC 处设计反激变换器,可由Cbulk 计算Vinmin_DC: 3. Step3:确定最大占空比Dmax 反激变换器有两种运行模式:电感电流连续模式(CCM)和电感电流断续模式(DCM)。两种模式各有优缺点,相对而言,DCM 模式具有更好的开关特性,次级整流二极管零电流关断,因此不存在CCM 模式的二极管反向恢复的问题。此外,同功率等级下,由于DCM模式的变压器比CCM 模式存储的能量少,故DCM 模式的变压器尺寸更小。但是,相比较CCM 模式而言,DCM 模式使得初级电流的RMS 增大,这将会增大MOS 管的导通损耗,同时会增加次级输出电容的电流应力。因此,CCM 模式常被推荐使用在低压大电流输出的场合,DCM 模式常被推荐使用在高压小电流输出的场合。

开关电源-高频-变压器计算设计

要制造好高频变压器要注意两点: 一是每个绕组要选用多股细铜线并在一同绕,不要选用单根粗铜线,简略地说便是高频交流电只沿导线的表面走,而导线内部是不走电流的实习是越挨近导线中轴电流越弱,越挨近导线表面电流越强。选用多股细铜线并在一同绕,实习便是为了增大导线的表面积,然后更有效地运用导线。 二是高频逆变器中高频变压器最好选用分层、分段绕制法,这种绕法首要目的是削减高频漏感和降低分布电容。 1、次级绕组:初级绕组绕完,要加绕(3~5层绝缘垫衬再绕制次级绕组。这样可减小初级绕组和次级绕组之间分布电容的电容量,也增大了初级和次级之间的绝缘强度,契合绝缘耐压的需求。减小变压器初级和次级之间的电容有利于减小开关电源输出端的共模打扰。若是开关电源的次级有多路输出,而且输出之间是不共地的为了减小漏感,让功率最大的次级接近变压器的初级绕组。 若是这个次级绕组只要相对较少几匝,则为了改善耦合状况,仍是应当设法将它布满完好的一层,如能够选用多根导线并联的方法,有助于改善次级绕组的填充系数。其他次级绕组严密的绕在这个次级绕组的上面。当开关电源多路输出选用共地技能时,处置方法简略一些。次级能够选用变压器抽头方式输出,次级绕组间不需要采用绝缘阻隔,从而使变压器的绕制愈加紧凑,变压器的磁耦合得到加强,能够改善轻载时的稳压功能。 2、初级绕组:初级绕组应放在最里层,这样可使变压器初级绕组每一匝用线长度最短,从而使整个绕组的用线为最少,这有效地减小了初级绕组自身的分布电容。通常状况下,变压器的初级绕组被规划成两层以下的绕组,可使变压器的漏感为最小。初级绕组放在最里边,使初级绕组得到其他绕组的屏蔽,有助于减小变压器初级绕组和附近器材之间电磁噪声的相互耦合。初级绕组放在最里边,使初级绕组的开始端作为衔接开关电源功率晶体管的漏极或集电极驱动端,可削减变压器初级对开关电源其他有些电磁打扰的耦合。 3、偏压绕组:偏压绕组绕在初级和次级之间,仍是绕在最外层,和开关电源的调整是依据次级电压仍是初级电压进行有关。若是电压调整是依据次级来进行的则偏压绕组应放在初级和次级之间,这样有助于削减电源发生的传导打扰发射。若是电压调整是依据初级来进行的则偏压绕组应绕在变压器的最外层,这可使偏压绕组和次级绕组之间坚持最大的耦合,而与初级绕组之间的耦合减至最小。 初级偏压绕组最佳能布满完好的一层,若是偏压绕组的匝数很少,则能够采用加粗偏压绕组的线径,或许用多根导线并联绕制,改善偏压绕组的填充状况。这一改善方法实际上也改善了选用次级电压来调理电源的屏蔽才干,相同也改善了选用初级电压来调理电源时,次级绕组对偏压绕组的耦合状况。 高频变压器匝数如何计算?很多设计高频变压器的人都会有对于匝数的计算问题,那么我们应该如何来计算高频变压器的匝数,从而解决这个问题?接下来,晨飞电子就为大家介绍下匝数的计算方法:

开关电源热阻计算方法及热管理

开关电源热阻计算方法及热管理 我们设计的DC-DC电源一般包含电容、电感、肖特基、电阻、芯片等元器件;电源产品的转换效率不可能做到百分百,必定会有损耗,这些损耗会以温升的形式呈现在我们面前,电源系统会因热设计不良而造成寿命加速衰减。所以热设计是系统可靠性设计环节中尤为重要的一面。但是热设计也是十分困难的事情,涉及到的因素太多,比如电路板的尺寸和是否有空气流动。 我们在查看IC产品规格书时,经常会看到R JA 、T J 、T STG 、T LEAD 等名词;首先R JA 是指芯 片热阻,即每损耗1W时对应的芯片结点温升,T J 是指芯片的结温,T STG 是指芯片的存储温 度范围,T LEAD 是指芯片的加工温度。 二、术语解释 首先了解一下与温度有关的术语:T J 、T A 、T C 、T T 。由“图1”可以看出,T J 是指芯片 内部的结点温度,T A 是指芯片所处的环境温度,T C 是指芯片背部焊盘或者是底部外壳温度, T T 是指芯片的表面温度。 数据表中常见的表征热性能的参数是热阻R JA ,R JA 定义为芯片的结点到周围环境的热阻。 其中T J = T A +(R JA *P D ) 图1.简化热阻模型 对于芯片所产生的热量,主要有两条散热路径。第一条路径是从芯片的结点到芯片 顶部塑封体(R JT ),通过对流/辐射(R TA )到周围空气;第二条路径是从芯片的结点到背部焊 盘(R JC ),通过对流/辐射(R CA )传导至PCB板表面和周围空气。 对于没有散热焊盘的芯片,R JC 是指结点到塑封体顶部的热阻;因为R JC 代表从芯片内 的结点到外界的最低热阻路径。 三、典型热阻值 表1典型热阻

反激式开关电源的设计方法

1 设计步骤: 1.1 产品规格书制作 1.2 设计线路图、零件选用. 1.3 PCB Layout. 1.4 变压器、电感等计算. 1.5 设计验证. 2 设计流程介绍: 2.1 产品规格书制作 依据客户的要求,制作产品规格书。做为设计开发、品质检验、生产测试等的依据。 2.2 设计线路图、零件选用。 2.3 PCB Layout. 外形尺寸、接口定义,散热方式等。 2.4 变压器、电感等计算. 变压器是整个电源供应器的重要核心,所以变压器的计算及验证是很重要的, 2.4.1 决定变压器的材质及尺寸: 依据变压器计算公式 Gauss x NpxAe LpxIp B 100(max ) B(max) = 铁心饱合的磁通密度(Gauss) Lp = 一次侧电感值(uH) Ip = 一次侧峰值电流(A) Np = 一次侧(主线圈)圈数 Ae = 铁心截面积(cm 2) B(max) 依铁心的材质及本身的温度来决定,以TDK Ferrite Core PC40为例,100℃时的B(max)为3900 Gauss ,设计时应考 虑零件误差,所以一般取3000~3500 Gauss 之间,若所设计的 power 为Adapter(有外壳)则应取3000 Gauss 左右,以避免铁心 因高温而饱合,一般而言铁心的尺寸越大,Ae 越高,所以可以 做较大瓦数的Power 。 2.4.2 决定一次侧滤波电容: 滤波电容的决定,可以决定电容器上的Vin(min),滤波电容越大,Vin(win)越高,可以做较大瓦数的Power ,但相对价格亦较高。 2.4.3 决定变压器线径及线数: 变压器的选择实际中一般根据经验,依据电源的体积、工作频率,

总结:开关电源设计心得

总结:开关电源设计心得 首先从开关电源的设计及生产工艺开始描述吧,先说说印制板的设计。开关电源工作在高频率,高脉冲状态,属于模拟电路中的一个比较特殊种类。布板时须遵循高频电路布线原则。 1、布局:脉冲电压连线尽可能短,其中输入开关管到变压器连线,输出变压器到整流管连接线。脉冲电流环路尽可能小如输入滤波电容正到变压器到开关管返回电容负。输出部分变压器出端到整流管到输出电感到输出电容返回变压器电路中X电容要尽量接近开关电源输入端,输入线应避免与其他电路平行,应避开。 Y电容应放置在机壳接地端子或FG连接端。共摸电感应与变压器保持一定距离,以避免磁偶合。如不好处理可在共摸电感与变压器间加一屏蔽,以上几项对开关电源的EMC性能影响较大。 输出电容一般可采用两只一只靠近整流管另一只应靠近输出端子,可影响电源输出纹波指标,两只小容量电容并联效果应优于用一只大容量电容。发热器件要和电解电容保持一定距离,以延长整机寿命,电解电容是开关电源寿命的瓶劲,如变压器、功率管、大功率电阻要和电解保持距离,电解之间也须留出散热空间,条件允许可将其放置在进风口。 控制部分要注意:高阻抗弱信号电路连线要尽量短如取样反馈环路,在处理时要尽量避免其受干扰、电流取样信号电路,特别是电流控制型电路,处理不好易出现一些想不到的意外。 下面谈一谈印制板布线的一些原则 线间距:随着印制线路板制造工艺的不断完善和提高,一般加工厂制造出线间距等于甚至小于0.1mm已经不存在什么问题,完全能够满足大多数应用场合。考虑到开关电源所采用的元器件及生产工艺,一般双面板最小线间距设为0.3mm,单面板最小线间距设为0.5mm,焊盘与焊盘、焊盘与过孔或过孔与过孔,最小间距设为0.5mm,可避免在焊接操作过程中出现“桥接”现象。,这样大多数制板厂都能够很轻松满足生产要求,并可以把成品率控制得非常高,亦可实现合理的布线密度及有一个较经济的成本。 最小线间距只适合信号控制电路和电压低于63V的低压电路,当线间电压大于该值时一般可按照500V/1mm经验值取线间距。

仙童资料翻译:十三个步骤教你完整设计正激双路输出开关电源,妥妥的!

仙童资料翻译:十三个步骤教你完整设计正激双路输出开关 电源,妥妥的! 最新通知【通知】跳槽季电源企业怎么快速招到电源工程师?各地招聘电源工程师(点击下面蓝色标题直接查看)【东莞】诚聘开关电源技术人才,管理人才! 【上海】爱立信招聘电源工程师,磁性元器件工程师,电源验证工程师...... 步骤一确定系统对象图1线性电源范围 电压倍压电路如图1所示,通常是用于正激式电路,在普通电压输入的情况下。所以最小的线性电压是实际电压的2倍。——线性频率fL——最大输出功率P0——预计功率:这是需要估计这功率转换器的效率去计算出这最大的输入电压。如果无法参考资料,设Eff=0.7~0.75,用于低电压输出的设备;设Eff=0.8~0.85,用于高电压输出的设备。确定的估计效率,这最大的输出功率是基于输入最大功率,选择适合的开关芯片。因为MOSFET管的两端电压是转换器的两倍电压,一个额定电压是800V的开关芯片,MOS管就可用于一般的电压输入。开关芯片的种类的额定功率已经在设计软件之内。步骤二确定DC电容()和DC电压范围图2这最大的DC电压(DC link voltage)波纹是: Dch是是链电容(DC link capacitor)占空比,如图2,通常值为

0.2。 用于倍压器的两个电容要串联,每个电容值是方程(2)中所需电容的2倍。在已知的最大电压波纹,那么这最小和最大的直流链电压(DC link voltage)是:步骤三确定变压器重置方式和最大占空比(Dmax)正激式开关电源一个固有的限制,在MOSFET关闭的时候,就是变压器必须重置。因此,额外的重置方案应该被纳入。现有两个重置方案:a.辅绕组重置该方案有益于效能,因为能量被储存在磁化电感中,且能量会释放回输入电路中。但是额外的绕组会使得变压器的构造更复杂。图3 MOSFET管上最大的电压和最大占空比是:Np和Nr和分别分别是初级(primary winding)匝数(笔者注:初级=主绕组)和辅绕组匝数。由方程(5)(6)可得,当Dmax逐渐减少,在MOSFET管上最大的电压会跟着减少。然而,减小的Dmax 导致在次边的电压应力上升。因此,在一般输入电压下,设定Dmax=0.45和Np和Nr是比较合适的。在辅边重置电路中,开关芯片内部已经限制占空比低于50%,用于阻止磁饱和现象发生在变压器上。b.RCD重置图4画出带有RCD 重置的正激式简化电路图。缺点是储存在磁电感中的能量被消耗。在RCD缓冲器中,不像辅绕组重置方案可以返还能量于输入电压中,但是,因为它简单,这方案广泛应用于许多预算有限的开关电源中。

开关电源设计计算公式

CDQZ-5107 SEHOTTKY 计算方法1、由于前面计算变压器可知: Np=82T3N S=13T3 2、在输入电压为264Vac时,反射到次级电压为: Vmax=264Vac* 迈=373 V “ Vs产土* Vmax =—*373=59.5 V DC N p82 3、设次级感量引起的电压为:(VR:初级漏感引起的电压) V严尹V 件*90=14.5V” 4、计算肖特基的耐压值: V卩产V $? + V 脳 + V。=59.5+14.5+12=86 V DC 5、计算出输出峰值电流: 2人2*1 出=- =3?8A 1-Z) 1-0.474 6、由计算变压器可知: 1/1.59 A 故选择3A/100V的肖特基满足设计要求。(因3A的有效值为3.9A) 客户名称客户编号 公司编号样品单编号日期输入范围输入电压电流

CDQZ-5107 MOSFET 计算方法 1、 由于前面计算变压器可知: Np=82T 3 N S =13T 3 2、 输入电压最大值为264Vac,故经过桥式整流后,得到: Vmax=264Vac* 迈=373 V “ 3、 次级反射到初级的电压为: V 沪尹 V 。斗 *12=76J. 4、由前而计算变压器可知,取初级漏感引起的电压,V R =90V”,故MOFET 要求耐 压值为: V D5=V max+V w + V P/f =373+90+76=539 V DC 5、计算初级峰值电流: T =匕 _ 。 厶丄 _n 227A 曲 7广 V 肿 DF 0.88*100*0.6 '? 6、故选择2A/600V 的MOSFET 满足设计要求,即选用仙童2N60C 。 客户名称 客户编号 公司编号 样品单编号 日期 输入范围 输入电压电流 82*1 r/ns =0.571 A

开关电源学习书籍推荐

《开关电源入门》,图灵出版的和美国半导体总工写的.《开关电源设计与优化》写的不适合初学者 1、《开关电源指南》第2版,浙江大学徐德鸿翻译的,也有可能是他的学生翻译,他署名出版而已.说实话,翻译水平很烂,错误相当多,但里面很多内容,相当不错,很适合入门.英文水平高的,可以看英文原版. 2、《开关电源设计》第2版,华南理工大学王志强翻译的,挺厚的,黑白相间的书皮,也不错. 3、《电力电子系统建模》浙大徐德鸿翻译,《开关变换器的建模与控制》, 张卫平着. 这两本书,详细讲解了开关电源的建模方式和环路补偿,怎么调整电源环路的稳态性能和暂态性能.这两本书看懂了,做电源,我个人觉得,理论水平已经达到一定高度了. 4、《直流开关电源的软开关技术》和《全桥移相软开关技术》,南航阮新波的博士论文,整理后出版的两本书,国内凡是写软开关的书,大部分都是照抄它们或者无一不参考它们.其中后一本书已经绝版了,市场上已经买不到,淘宝网上有复印版本卖,大概45元,质量很不错的. 5、《开关电源磁性元器件》,赵修科着.磁性器件,可以说是开关电源的心脏,不懂磁,想做好电源,那是不可能的.这本书对磁的理解深刻而全面. 6、control loop cookbook 德州仪器的技术资料,作者就是提出着名右半平面零点概念的那个人,相当的好. 其他的书嘛,就是大学教材,模拟电路和经典控制理论,一定是要读通掌握才行.总的来说,软开关,就看阮新波足够;环路方面,主要还是看外国人写的;磁和变压器方面,主要看赵修科和台湾人写的. 仿真软件还是要掌握一些的. 1、orcad pspice适合做电路元件级级仿真,仿模拟电路和开关电源小信号模型,效果相当好. 2、saber适合做系统级仿真,特别适合开关电源这种含有脉冲式信号的电路,模型库参数全,仿真精度高,尤其是强大的仿真结果后续处理能力,是我用过的仿真软件中,功能最强大的一款.不过,在国内普及程度,没有pspice高,一套正版8万

开关电源设计详解

开关电源设计详解 开关电源设计详解 开关电源设计详解,从公式到实际应用,附加设计图纸,绝对好资料。 目的 希望以简短的篇幅,将公司目前设计的流程做介绍,若有介绍不当之处,请不吝指教. 设计步骤: 绘线路图、PCB Layout. 变压器计算. 零件选用. 设计验证. 设计流程介绍(以DA-14B33为例): 线路图、PCB Layout请参考资识库中说明. 变压器计算: 变压器是整个电源供应器的重要核心,所以变压器的计算及验证是很重要的,以下即就 DA-14B33变压器做介绍. 决定变压器的材质及尺寸: 依据变压器计算公式 B(max) = 铁心饱合的磁通密度(Gauss) Lp = 一次侧电感值(uH) Ip = 一次侧峰值电流(A) Np

= 一次侧(主线圈)圈数 Ae = 铁心截面积(cm2) B(max) 依铁心的材质及本身的温度来决定,以TDK Ferrite Core PC40为例,100℃时的B(max)为3900 Gauss,设计时应考虑零件误差,所以一般取3000~3500 Gauss之间,若所设计的power 为Adapter(有外壳)则应取3000 Gauss左右,以避免铁心因高温而饱合,一般而言铁心的尺寸 越大,Ae越高,所以可以做较大瓦数的Power。 决定一次侧滤波电容: 滤波电容的决定,可以决定电容器上的Vin(min),滤波电容越大,Vin(win)越高,可以做较大瓦 数的Power,但相对价格亦较高。 决定变压器线径及线数: 当变压器决定后,变压器的Bobbin即可决定,依据Bobbin的槽宽,可决定变压器的线径及线数,亦可计算出线径的电流密度,电流密度一般以6A/mm2为参考,电流密度对变压器的设计而言, 只能当做参考值,最终应以温升记录为准。 决定Duty cycle (工作周期): 由以下公式可决定Duty cycle ,Duty cycle的设计一般以50%为基准,Duty cycle若超过50%易 导致振荡的发生。 NS = 二次侧圈数 NP = 一次侧圈数 Vo = 输出电压 VD= 二极管顺向电压 Vin(min) = 滤波电容上的谷点电压 下载地址: 或是百度一下“开关电源设计详解(申请加精)”。 更精彩内容请点击下载: 附件 EEWORLD提示:为减少服务器的压力,请尽量不要使用迅雷等下载软件。 开关电源设计流程.pdf (367.69 KB) 2011-8-19 18:12, 下载次数: 355

六款简单的开关电源电路设计,内附原理图详解

六款简单的开关电源电路设计,内附原理图详解简单的开关电源电路图(一) 简单实用的开关电源电路图 调整C3和R5使振荡频率在30KHz-45KHz。输出电压需要稳压。输出电流可以达到500mA.有效功率8W、效率87%。其他没有要求就可以正常工作。 简单的开关电源电路图(二) 24V开关电源,是高频逆变开关电源中的一个种类。通过电路控制开关管进行高速的道通与截止,将直流电转化为高频率的交流电提供给变压器进行变压,从而产生所需要的一组或多组电压! 24V开关电源的工作原理是: 1.交流电源输入经整流滤波成直流; 2.通过高频PWM(脉冲宽度调制)信号控制开关管,将那个直流加到开关变压器初级上;

3.开关变压器次级感应出高频电压,经整流滤波供给负载; 4.输出部分通过一定的电路反馈给控制电路,控制PWM占空比,以达到稳定输出的目的。 24v开关电源电路图

简单的开关电源电路图(三) 单端正激式开关电源的典型电路如下图所示。这种电路在形式上与单端反激式电路相似,但工作情形不同。当开关管VT1导通时,VD2也导通,这时电网向负载传送能量,滤波电感L储存能量;当开关管VT1截止时,电感L通过续流二极管VD3 继续向负载释放能量。 在电路中还设有钳位线圈与二极管VD2,它可以将开关管VT1的最高电压限制在两倍电源电压之间。为满足磁芯复位条件,即磁通建立和复位时间应相等,所以电路中脉冲的占空比不能大于50%。 由于这种电路在开关管VT1导通时,通过变压器向负载传送能量,所以输出功率范围大,可输出50-200 W的功率。电路使用的变压器结构复杂,体积也较大,正因为这个原因,这种电路的实际应用较少。 简单的开关电源电路图(四) 推挽式开关电源的典型电路如图六所示。它属于双端式变换电路,高频变压器的磁芯工作在磁滞回线的两侧。电路使用两个开关管VT1和VT2,两个开关管在外激励方波信号的控制下交替的导通与截止,在变压器T次级统组得到方波电压,经整流滤波变为所需要的直流电压。

反激式开关电源设计

反激式开关电源设计

反激式开关电源变压器设计 2011年04月25日来源:网络 [责任编辑:wangpan] 中心议题: * 反激式开关电源变压器的设计步骤 解决方案: * 选定原边感应电压V * 确实原边电流波形的参数 * 选定变压器磁芯 * 计算变压器的原边匝数 * 确定次级绕组的参数,圈数和线径 反激式变压器是反激开关电源的核心,它决定了反激变换器一系列的重要参数,如占空比D,最大峰值电流,设计反激式变压器,就是要让反激式开关电源工作在一个合理的工作点上。这样可以让其的发热尽量小,对器件的磨损也尽量小。同样的芯片,同样的磁芯,若是变压器设计不合理,则整个开关电源的性能会有很大下降,如损耗会加大,最大输出功率也会有下降,下面我系统的说一下我算变压器的方法。 算变压器,就是要先选定一个工作点,在这个工作点上算,这个是最苛刻的一个点,这个点就是最低的交流输入电压,对应于最大的输出功率。下面我就来算了一个输入85V到265V,输出5V,2A 的电源,开关频率是100KHZ。 第一步就是选定原边感应电压VOR,这个值是由自己来设定的,这个值就决定了电源的占空比。可能朋友们不理解什么是原边感应电

压,是这样的,这要从下面看起,慢慢的来, 这是一个典型的单端反激式开关电源,大家再熟悉不过了,来分析一下一个工作周期,当开关管开通的时候,原边相当于一个电感,电感两端加上电压,其电流值不会突变,而线性的上升,有公式上升了的I=Vs*ton/L,这三项分别是原边输入电压,开关开通时间,和原边电感量.在开关管关断的时候,原边电感放电,电感电流又会下降,同样要尊守上面的公式定律,此时有下降了的I=VOR*toff/L,这三项分别是原边感应电压,即放电电压,开关管关断时间,和电感量.在经过一个周期后,原边电感电流的值会回到原来,不可能会变,所以,有VS*TON/L=VOR*TOFF/L,,上升了的,等于下降了的,懂吗,好懂吧,上式中可以用D来代替TON,用1-D来代替TOFF,移项可得,D=VOR/(VOR+VS)。此即是最大占空比了。比如说我设计的这个,我选定感应电压为80V,VS为90V ,则D=80/(80+90)=0.47 第二步,确实原边电流波形的参数。 原边电流波形有三个参数,平均电流,有效值电流,峰值电流。首先要知道原边电流的波形,原边电流的波形如下图所示,画的不好,但不要笑啊。这是一个梯形波横向表示时间,纵向表示电流大小,这

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