三相逆变器对电网输入电流单相整流二极管的塑造与小直流母线电容器直接功率控制
实现小直流电容的二极管单相整流电路并网电流整形的三相逆变器直接功率控制
这篇文章表述的是没有通过功率因数校正（PFC）电路或输入过滤器由单相二极管整流器反馈电动机驱动器系统，本文所考虑的系统由单相二极管整流器，三相逆变器，以及小型直流母线电容器所组成。由于标准的系统直流母线电容是几μF，所以电网输入电流的波形，直接受逆变器的电输出功率影响。采用这种方法，驱动系统的两个目标，控制电动机的转矩和抑制电网输入电流的谐波，可以通过控制所述逆变器的输出功率来同时实现。本文提出的方法包括参考电动机电流的产生和参考改变输出电压来调节直接功率的输出。根据所提出的方法，可以通过IEC61000-3-2的限制来减小电网输入电流产生的高次谐波成分，这个方法比一般方法更好。此外，通过从系统中除去电解质的直流母线电容器和输入滤波器，逆变器系统的成本和尺寸可以显著降低。本文所提出的调整波形的方法，是通过使用电动机驱动系统用5μF薄膜电容器在直流母线上的实验结果来验证的。
1．介绍
电力电子技术的最新进展使得变速电动机广泛应用于低功耗的家庭用途。例如空调，冰箱，吸尘器等等。如图A所示，驱动变速电动机的单相交流电源通常是由三相逆变器，单相二极管整流器，直流母
线电容器构成。在一般情况下，直流母线电容被设计成高值，使得系统保持直流母线电压的恒定。同样的体积，电解电容器具有更高容量，因此被广泛用作母线电容器来减少系统体积。然而，电解电容器也有一些缺点。首先，当该电容器中电解质蒸发时，他的电流波纹和热量是脆弱的。基于这个特性，母线上的电解电容器在105℃的情况下寿命约万小时，而且温度每上升10℃，它的寿命就会减半。由于较短的寿命，电解电容器主要影响的驱动器电路的可靠性;约60％的驱动电路的故障是由于电解电容器。另一个问题是，在现有的驱动是很难满足对电网的输入电流谐波的调节。由于恒定的直流链电压，非线性电网输入电流是不可避免的，如图1b所示。这些电流谐波增加对低压交流电网的应力，降低了电网质量，因此对电网谐波的输入电流进行了规定。连接到电网的设备应满足要求。为使直流母线电容驱动满足要求，有必要利用线路感应滤波器或PFC来减少电流谐波。这些电路增加了成本而且使驱动电路体积庞大。
马达驱动器与直流母线的低电容已经开发克服了电解电容器的
这些缺点。这种驱动器具有直流母线电容在以往的驱动器的电容的低于1％，以使DC母线电压波动和二极管整流器持续地进行，如图中所示。图1（c）。在这种情况下，电容器的单位体积的低电容，例如薄膜电容器或陶瓷材质，可以在驱动器中的直流母线中使用。因为这些类型的电容器相比电解电容器允许更大的纹波电流和具有更长的寿命，驱动电路的可靠性也提高。通过使用在直流母线上的薄膜或陶瓷电容器，该驱动器的制造成本也降低了。这是因为薄膜电容器比电解
电容器更廉价且线路滤波器可以通过降低直流母线电容被减轻。在
1kW电机的功率等级的变频器，每单元的制造成本包含直流母线电容和线路滤波器，这些如果用上薄膜或者陶瓷直流母线电容可节约成本10美元。由于直流母线电容容量较低，没有电解电容器的电路有缺点：该机通过驱动器的能力低于常规驱动的1％。因此所提出的电机驱动器不能被应用到应用程序，其中，穿越能力是重要。然而，在处于低功耗和低性能应用中，穿越能力不是关键因素。几大家电企业使用这项功能，并用薄膜电容器做成产品。该方案还研究了这类应用。
若电动机驱动中没有电解电容器，为了抑制电网输入电流谐波，必须精确控制逆变器的输出功率。为了使电网输入点流成正弦，研究了许多适用于无电解电容器的驱动器的电动机控制方法，但是他们很难抑制谐波，正是因为不当考虑关于逆变器输出功率的马达基准电流，则控制器的低带宽和电动机电流控制误差。
本文提出了一种新兴的调整电网输入电流波形且无需电解电容器的
驱动器。在驱动电路的直流母线电容器的设计准则示于第二节。对于正弦电网输入条件在第三节介绍。第四节解释电网输入电流整形方法，包括系统的稳定性分析。第五节验证了该方法的改进。
二，直流母线电容的设计考虑
通常来说，设计直流母线电容器的主要参考是直流母线电流波纹和电容器电流波纹。由于通常把电解电容器用作直流母线电容，电容被设计为使得电流纹波通过电容器维持在低于所述电容器的纹波电流
限制。通常也考虑由负载变化引起的母线电压波动。一般情况下，
680μF的电解电容器（波纹电流额定值为3~4A，之流额定电压
400~450V），可以在1千瓦的电机驱动中使用。这里，该值是由纹波电流确定，因为开关纹波电压和负载的波动是非常低的。另一方面，在薄膜或陶瓷电容器的情况下，纹波电流限制不是那么关键。设计的局限性是在开关纹波和在直流母线电压的负载波动。由于负载波动的能量比开关纹波高，在无任何负荷波动的应用中，应考虑包含小型直流母线电容器的逆变器系统。然后，最后的开关纹波电压可以只设计标准。负载波动可以通过对空调，泵以及压缩机等机器的控制来抑制。因此，小的直流母线电容器被认为仅应该在这些商品中配置。
大的电压纹波会减小电机控制电压，产生电磁噪声，降低转换效率，因此限定直流母线电压的开关纹波在一定限度很重要。本文中，直流母线电容器应用5μV的薄膜电容器，这就使得开关纹波，在额定功率低于直流母线电压峰值的10％。通过使用薄膜电容器，与电解电容器相比，电容值被减小超过99%以上。
三正弦电网输入电流条件
假设二极管整流器的电压降可忽略，电网的输入电流和直流母线电压值在Vg正极的情况下的关系如下面的方程式
其中Rg和Lg是电网的电阻和电感，包括线路滤波器阻抗。图1（b）和（c）分别展示出有电解电容器和无电解电容器的驱动器中Vg，Vdc 和Ig。负的Vg可以通过1公式转换为正的Vg。当电网正弦输入电流流过驱动器时计算出的直流母线电压波形可从1式中算出，电机驱动的Rg和Lg的如此之小，它们可以被忽略。因此，当电网电压和电流是
正弦，直流母线电压波形可以表示为2式。
其中Vg和Ig分别是电网电压和电流的零-峰幅值，θg是电网的相位角。二极管整流器被动的打开和关断，没有任何因素来控制电网侧的功率和直流母线电压。由于逆变器的输出功率是控制直流母线电压的唯一因素，其输出功率的形状，应准确地确定使直流母线电压为（2）。当电网输入电流为正弦波，从电网输入功率等于（3）
这里，电力通过脉动直流母线电压的计算公式（4）。
其中Cdc是直流母线电容器的电容值，ωg是交流电网的角速度。正弦电网输入电流下的逆变器输出功率为4式减去3式。换句话说，控制Pinv是为了获得电动机驱动下的电网正弦输入电流。逆变器的输出功率是由电动机电流矢量和电动机的电压矢量的内积来确定，如（6）中。在同步参考帧使用IPM的DQ电压方程（7），导出（6）作为电动机机械功率，电动机道统损耗，以及通过改变电动机电流得到的电感（如8）。
其中v d, v q, i d, i q, R s, L d, L q, λf, and ωr在任意d-q参考系下电机的电压和电流，定子电阻,d-q轴电感,通量的永磁电动机,电动机的角速度。
不要忘记调节2式中Vdc作为逆变器的输出电压，考虑到连接到驱动的电机在高速运转情况下，电动机的线电压可以比直流母线电压更高。这导致了热量的产生和直流母线电压的升高。为了避免这一现象，逆变器输出电压参考值*out v is 被控制在小于等于逆变器输出电压的限定
值下，如9式。
其中Vd和Vq分别是在任意dq参考系下逆变器输出电压的绝对值。
四，电网输入电流波形的建议
该方法的框图如图2
电流基准发生器，其输出功率控制器加到提出的级联速度和电流控制器，和过调制方法考虑到直流母线电路的波动。在这种方法下，快速电网输入电流可确保式5和9.
A基准值的产生
其中ωrm和Te*是转速和电动机的力矩参考。作为Plos和Pind中的数值，Ig比计算值要大，这里，为了找出系统角θg，Vg和Vdc被当做锁相环的输入，如图2
以dq电流为基准，9,10被表示为11,12，表示电动机在dq基准下电流
通过求解（11）和（12），当满足这两个条件时，dq电流波形可以计算出来。但是，由于条件有非线性项，它需要复杂的算法和长的时间来获得精确的解决方案。为了快速解决问题，建议用电机电流基准产生方法大致计算出电机电流的参考。13式表示使用傅立叶级数近似的dq电流波形。其中Id，k，Iq，k，φD，k和φq，k分别表示在零至峰振幅和在dq电流的第k次谐波成分的相位。因为PINV和Vdc波动是电网频率的两倍，傅里叶级数的基本一个被定义为这样的频率。n的值由考虑到电动机的电流控制器的带宽来确定。如果n大，则基准值含高频谐波分量，而且因为有限的带宽，谐波无法控制。相反的，如果n 小，由近似的电流基准输出的功率与输出功率参考值（10）误差较大。
基准计算过程如下。首先，dq电流波形可以通过13式设置幅度变量和角度。这一步中，Id,0 and Iq,0要求满足力矩参考。输出功率误差和输出电压的幅度可以通过将其代 - （11）和（12）中找到。通过改变这些变量和重复上述的过程中，两个条件的解决方案最大程度地减少这些误差。图3显示了生成当前参考的例子。可以发现，所计算出的电流参考值大致同时满足（11）和（12）。需要大量的计算时间以搜寻中（13）满足式（11）和（12）的系数。在采样期间很难完成这种计算，所以在几个操作点的基准值在线下计算并存储为查找表。
在电动机电流控制器中，前馈电压基准被用于补偿背面电动势（EMF）的效果。由于电动机的两个的dq电流会发生波动，该前馈电压基准的补偿是在所提出的电动机驱动的情况下更加重要。dq前馈电压基准值被表示为（14）
由于逆变器的输出功率波动两倍于电网频率，n取零时与n取1时的优劣在13中比较，调节电机的电流为脉动参考最小化的控制延迟，电动机电流控制器的带宽被设计得足够高于参考的占主导地位的频率[30] - [33]。电动机控制的闭环增益系统包括PI电流控制器和15中所示的电机厂。式中，R，L和ωcc是电动机，分别对电阻，电动机的电感，以及PI电流控制器的带宽。所述离散的开关效应可以忽略不计，因为切换频率比底片极（15）中的幅度高得多。在本文中，电动机电流控制器的带宽被设定为600Hz。在此带宽下，相位延迟在s
=120Hz的是大约10°。
B 由参考电压直接控制逆变器输出功率
由于电流控制器具有低带宽不能跟随高顺序参考，电网输入电流谐波不能仅由电动机电流的控制与上述的dq电流基准精确地抑制。由于无需电解电容器的驱动器的谐振频率通常比电流控制器的带宽更高，电流控制器还不能阻断线路电感和直流链电容器之间的高频谐振电流。所提出的电机驱动器是电压源逆变器（VSI）类型，并且它可以产生输出电压在一个开关周期的基准。因此，与由输出电压控制直接控制的逆变器的输出功率，逆变器的输出功率，可以更正确地跟随参考，也比使用电动机电流控制的常规方法更快。
电动机电流矢量和从电流控制器的输出电压的基准矢量计算出
的输出功率不等于在输出功率参考值（10），所述参考电压矢量被修改，以补偿该差。由于参考电压修饰可以影响电流控制器的性能和电机电流的动态变化，尽量减少这些影响是必要的。图4示出所提出的输出电压的参考变形例的矢量图。在图4中，。。。。是从电流控制器，在dq前馈电压参考，最终输出的参考电压在dq参考电压，并且DQ 电流向量。虚线垂直于电流向量是其产生的输出功率的电压矢量轨迹。P时从V中计算得出的输出功率。在此向量图，表示电压扰动向电流控制器，是动态电压分量，这和电机的电流的动态相关。电动机的电流可以增加，其中。。。。该是小的稳定电动机的电流控制。因此，电压基准值沿的最短路径修改，这个电压改变方法可以最大限度地减少对电机控制的影响。如图4中bc所示，输出电压基准中的情况下相同的方式修改的* invP比。。都或大或小。根据虚线，在这些情况下，修改后的电压被选择为那些有*dqv和*之间的最短距离。
通过施加电压的修改方法，所述功率控制器的带宽被加宽到大约一半的开关频率。因此，该高频电流通过共振可被抑制，并且可以在不控制的高次电流参考减小的输出功率误差。另外，电压修改的反电动势矢量可以最小化对电流的调节性能的影响
C 输出功率的维修过调制方法
考虑到输出电压的参考幅值受逆变器的输出电压的限制，应用过调制方法，使输出电压基准降低到输出电压的限制以下。未考虑到有关于在以往的过调制方法的逆变器的输出功率，因此，输出功率可以后的参考电压是由过调制限于改变。这个输出功率误差可以改变电网的输入电流，所以策略以保持逆变器的输出功率中的过调制是必要的。所提出的过调制方法限制了沿虚线的输出电压基准，以使电机的电流矢量和修改后的输出电压基准的内积具有相同的值。输出电压限制到其他扇区可以被接受，以保持输出功率。所提出的过调制方法的实现比以往更加困难，因为需要若干向量的计算，以获得有限的输出电压的参考。图5表示所提出的过调制方法的一个例子。
D建议电机驱动系统的稳定性分析
电动机电流控制系统的稳定性和电网电流控制系统的稳定性：所提出的系统的稳定性两方面进行了分析。图6展示了两个系统的简要控制回路。首先，图6a展示了电动机电流控制器，逆变器功率输出控制器作为一个扰动。假设过调制的非线性效应可以忽略不计，16式展示了由于这种干扰的d轴电流响应。其中。。是d轴电流PI控制器的增益。在该传递函数中，可以看出，该函数是稳定的，因为极数
大于零的数目更大，所有极的是负的。在（16）与（15），所述开关效应将被忽略。 q轴电流响应也是稳定的，因为q轴电流控制器与d 轴电流控制器具有相同的结构。因此，可以发现，该功率控制器对电动机电流的影响收敛到零。如图6b中所示，由于所提出的功率控制器直接进行补偿，通过前馈环路的输出功率误差，控制环路增益为1，其中过调制效应和离散的采样效果忽略不计。换句话说，所有的电网电流谐波，包括一个通过线路滤波器和直流母线电容器的LC谐振的可以正确地通过所提出的功率控制调节。然而，电网电流控制环路增益渐近示为第一低通滤波器，当所述采样效应的影响被考虑。17和18显示了功率控制器考虑采样效应的控制环路增益。其中Td是由于采样效应的延迟时间。可以发现，该电网电感Lg应设计成使谐振频率比所述功率控制器的截止频率和所提出的控制器，能够抑制栅极电流的谐振元件低。在本文中，设计Lg包括线路电感为300μH。谐振频率与300μHLg是大约4千赫兹，这比半开关频率的降低。
五，实验结果
试验以验证所提出的电网输入电流整形方法的性能。图7展示实验硬件构成。实验电机功率1kW。该控制器与TI数字信号处理器实现（DSP）TMS320C28346。功率计VOLTECH PM6000用于测量电网的电流谐波，并与调节比较。实验硬件的参数列于表I.
图8显示传统的级联速度电流控制器的栅极输入电流整形性能示，负载电机被控制为额定转速并测试电动机的平均转矩进行控制，以额定转矩。从顶部到底部的每个波形示出了电网的输入电流，直流
母线电压时，q轴电流，以及电机的d轴电流。由于DC母线电压波动，如120Hz的频率，不能很好的控制电机电流。此外，栅极输入电流具有谐波超过限制，因为逆变器的输出功率不考虑。
从图9和10，可以被发现其中所提出的参照生成被添加到现有的控制器中的系统的性能。图9（a）示出的电机电流和参考（），而常数产生在dq电流基准，并且图之间的误差。图9（b）示出了与所提出的电流基准的误差。这些数据表明在设定模式下电动机电流控制误差减小，尤其是在低的母线电压下。然而，如图10示，电网电流的谐波仍然超过极限，这是由于在电流基准计算电流调节器和近似的低带宽。它清楚地示出了电网的输入电流整形方法由电机电流操纵的限制。
其次，整个设计的控制器的性能进行验证。图11（a）表示在以往的过调制的波形。图11（b）示出的结果中所提出的过调制。可以看出，该电网电流谐波显著降低。并提出过调制的方法，所述电网输入电流可即使直流母线电压是低的。图12（a）和（b）示出在电网中的输入电流谐波的测量振幅与调节相比较。可以发现，所提出的方法的谐波是远低于限制。电网输入电流的总谐波失真（THD）是2.52％，而电网的功率因数（PF）是99％以上。图13示出与所提出的控制方法中的输出电压波形。输出电压条件（9）被发现是满意的方法的有效性。
所提出的电动机驱动器的动态负载性能被附加的实验验证。在零至额定步骤扭矩和额定到零的扭矩是由其中测试电动机的速度是由
所提出的电动机驱动控制的负载电动机施加。图14（a）和（b）示出了所提出的电机驱动的步骤负载性能。额定到零的阶跃响应时间大约是100毫秒大于零到额定阶跃响应时间。这是因为所提出的驱动系统的最小扭矩限制在零和转矩冲被阻止。建议的方法中，由于整流二极管在电网侧而直流母线电容值较小，输出扭矩应控制在零，以禁止系统进入发电模式和所述直流母线电压上升高。
最后，由实验测得所提出的系统的能力曲线。因为小的直流链路电容器，在所提出的驱动器的DC链路电压的波动，并且平均直流母线电压降低到大约所述电压的0.707，在传统的驱动下。另外，电动机电流所提出的系统中的正常波动使得均方根电动机电流比当前在传统的系统中更高以相同的功率点。由于这些原因，所述性能曲线中所提出的电动机驱动的减少是不可避免的。图15示出了常规驱动器，与所述直流母线电压的0.707的常规驱动器，所提出的驱动器具有相同的电动机的能力曲线。如果电动机的温度裕量是足够大，使得所提出的系统的电流额定值，可以设计成比的常规的等级越高，所提出的驱动器的能力曲线将会下降较少。
六，结论
本文提出的电网输入电流整形方法被施加到电动机驱动无电解电容器。由于所提出的驱动系统的直流母线电容是很小的，电网的输入电流的波形是直接受逆变器的输出功率。几个成形方法，提出了以降低谐波，但逆变器的输出功率没有被正确控制，由于控制器的局限性。控制逆变器的快速和正确的输出功率，提出本文电网输入电流整
形方法。电流基准的生成，通过修改输出电压基准，并且其保持输出电压的限制后的逆变器的输出功率过调制方法的直接输出的功率控
制被包括在提出的方法中。与所提出的方法，在网格的输入电流的高次谐波分量可根据在调节的限制被抑制，而不PFC电路或输入滤波器。在电网输入电流的形状，角速度和电机的转矩也可被调节。相比于常规的电机驱动，在成本和体积方面显著优点是通过应用所提出的电动机驱动的预期。
三相电机的电流计算公式 如果一台排风扇是三相电机，它的标签上只写了电压380V，功率是4KW，还有转速，那么怎么计算它的电流呢？ 公式是什么呢 A=KW/（1.732*0.38*COS) COS=功率因数 第 2.0.1条电力负荷应根据对供电可靠性的要求及中断供电在政治、经济上所造成损失或影响的程度进行分级，并应符合下列规定： 一、符合下列情况之一时，应为一级负荷： 1．中断供电将造成人身伤亡时。 2．中断供电将在政治、经济上造成重大损失时。例如：重大设备损坏、重大产品报废、用重要原料生产的产品大量报废、国民经济中重点企业的连续生产过程被打乱需要长时间才能恢复等。 3．中断供电将影响有重大政治、经济意义的用电单位的正常工作。例如：重要交通枢纽、重要通信枢纽、重要宾馆、大型体育场馆、经
常用于国际活动的大量人员集中的公共场所等用电单位中的重要电力负荷。 在一级负荷中，当中断供电将发生中毒、爆炸和火灾等情况的负荷，以及特别重要场所的不允许中断供电的负荷，应视为特别重要的负荷。 二、符合下列情况之一时，应为二级负荷： 1．中断供电将在政治、经济上造成较大损失时。例如：主要设备损坏、大量产品报废、连续生产过程被打乱需较长时间才能恢复、重点企业大量减产等。 2．中断供电将影响重要用电单位的正常工作。例如：交通枢纽、通信枢纽等用电单位中的重要电力负荷，以及中断供电将造成大型影剧院、大型商场等较多人员集中的重要的公共场所秩序混乱。 三、不属于一级和二级负荷者应为三级负荷。 第2.0.2条一级负荷的供电电源应符合下列规定： 一、一级负荷应由两个电源供电；当一个电源发生故障时，另一个电源不应同时受到损坏。 二、一级负荷中特别重要的负荷，除由两个电源供电外，尚应增设应急电源，并严禁将其它负荷接入应急供电系统。 第2.0.3条下列电源可作为应急电源：
电源滤波电容的选择与计算 电感的阻抗与频率成正比,电容的阻抗与频率成反比.所以,电感可以阻扼高频通过,电容可以阻扼低频通过.二者适当组合,就可过滤各种频率信号.如在整流电路中,将电容并在负载上或将电感串联在负载上,可滤去交流纹波.。电容滤波属电压滤波，是直接储存脉动电压来平滑输出电压，输出电压高，接近交流电压峰值；适用于小电流，电流越小滤波效果越好。电感滤波属电流滤波，是靠通过电流产生电磁感应来平滑输出电流，输出电压低，低于交流电压有效值；适用于大电流，电流越大滤波效果越好。电容和电感的很多特性是恰恰相反的。一般情况下，电解电容的作用是过滤掉电流中的低频信号，但即使是低频信号，其频率也分为了好几个数量级。因此为了适合在不同频率下使用，电解电容也分为高频电容和低频电容（这里的高频是相对而言）。 低频滤波电容主要用于市电滤波或变压器整流后的滤波，其工作频率与市电一致为50Hz；而高频滤波电容主要工作在开关电源整流后的滤波，其工作频率为几千Hz到几万Hz。当我们将低频滤波电容用于高频电路时，由于低频滤波电容高频特性不好，它在高频充放电时内阻较大，等效电感较高。因此在使用中会因电解液的频繁极化而产生较大的热量。而较高的温度将使电容内部的电解液气化，电容内压力升高，最终导致电容的鼓包和爆裂。 电源滤波电容的大小，平时做设计，前级用4.7u,用于滤低频，二级用0.1u，用于滤高频，4.7uF的电容作用是减小输出脉动和低频干扰，0.1uF的电容应该是减小由于负载电流瞬时变化引起的高频干扰。一般前面那个越大越好，两个电容值相差大概100倍左右。电源滤波，开关电源，要看你的ESR(电容的等效串联电阻)有多大，而高频电容的选择最好在其自谐振频率上。大电容是防止浪涌，机理就好比大水库防洪能力更强一样；小电容滤高频干扰，任何器件都可以等效成一个电阻、电感、电容的串并联电路，也就有了自谐振，只有在这个自谐振频率上，等效电阻最小，所以滤波最好！ 电容的等效模型为一电感Ｌ，一电阻Ｒ和电容Ｃ的串联， 电感Ｌ为电容引线所至，电阻Ｒ代表电容的有功功率损耗，电容Ｃ． 因而可等效为串联ＬＣ回路求其谐振频率，串联谐振的条件为WL=1/WC,W=2*PI*f,从而得到此式子f=1/(2pi*LC)．，串联ＬＣ回路中心频率处电抗最小表现为纯电阻，所以中心频 率处起到滤波效果．引线电感的大小因其粗细长短而不同，接地电容的电感一般是１ＭＭ为
变频器直流母线电容纹波电流计算方法 各类电动机是我们发电量的主要消耗设备，而变频器作为电动机的驱动装置成为当前“节能减排”的主力设备之一。它一方面可以起到节约能源消耗的作用，另一方面也可以实现对原有生产或处理工艺过程的优化。目前应用最多也最广的是交-直-交电压型变频器，即中间存在直流储能滤波环节，一般采用大容量电解电容器实现此功能。 使用电解电容器的作用主要有以下几个： （1）补偿以电源频率两倍或六倍变化的逆变器所需功率与整流桥输出功率之差； （2）提供逆变器开关频率的输入电流； （3）减小开关频率的电流谐波进入电网； （4）吸收急停状态时所有功率开关器件关断下的电机去磁能量； （5）提供瞬时峰值功率； （6）保护逆变器免受电网瞬时峰值冲击。 电解电容器设计选型所需要考虑的主要因素有以下几个：电容器的电压、电容器量、电容器的纹波电流、电容器的温升与散热、电容器的寿命等等。这些因素对变频器满足要求的平均无故障时间（mtbf）十分重要。然而电解电容器的纹波电流的计算如何能明确给出计算依据，这是本文所要解决的问题。 直流母线电容纹波电流的计算 纹波电流指的是流过电解电容器的交流电流，它使得电解电容器发热。纹波电流额定值的确定方法是在额定工作温度下规定一个允许的温升值，在此条件下电容器符合规定的使用寿命要求。当工作温度小于额定温度时，额定纹波电流可以加大。但过大的纹波电流会大大缩短电容器的耐久性，当纹波电流超过额定值，纹波电流所引起的内部发热每升高5℃，电容器器的寿命将减少50%。因此当要求电容器器具有长寿命性能时，控制与降低纹波电流尤其重要。 但在实际设计过程中，电解电容器的纹波电流由于受变频器输入输出各物理量变化以及控制方式等的影响很难直接计算得到，一般多采用根据实际经验估算大小，如每μf电容器要求20ma纹波电流之类的经验值，或者通过计算机仿真来估算[3～6]。 本文根据对变频器电路拓扑与开关调制方式的分析，并借鉴已有文献资料，归纳出一个直接的计算电解电容器纹波电流的方法，供大家参考。
變頻器中直流母線電容的紋波電流計算 1 引言 各類電動機是我們發電量的主要消耗設備，而變頻器作為電動機的驅動裝置成為當前“節能減排”的主力設備之一。它一方面可以起到節約能源消耗的作用，另一方面也可以實現對原有生產或處理工藝過程的優化。目前應用最多也最廣的是交-直-交電壓型變頻器，即中間存在直流儲能濾波環節，一般採用大容量電解電容器實現此功能。 使用電解電容器的作用主要有以下幾個[1]： （1）補償以電源頻率兩倍或六倍變化的逆變器所需功率與整流橋輸出功率之差； （2）提供逆變器開關頻率的輸入電流； （3）減小開關頻率的電流諧波進入電網； （4）吸收急停狀態時所有功率開關器件關斷下的電機去磁能量；（5）提供暫態峰值功率； （6）保護逆變器免受電網暫態峰值衝擊。 電解電容器設計選型所需要考慮的主要因素有以下幾個：電容器的電壓、電容器量、電容器的紋波電流、電容器的溫升與散熱、電容器的壽命等等。這些因素對變頻器滿足要求的平均無故障時間（MTBF）十分重要。然而電解電容器的紋波電流的計算如何能明確給出計算依據，這是本文所要解決的問題。
2 直流母線電容紋波電流的計算 紋波電流指的是流過電解電容器的交流電流，它使得電解電容器發熱。紋波電流額定值的確定方法是在額定工作溫度下規定一個允許的溫升值，在此條件下電容器符合規定的使用壽命要求。當工作溫度小於額定溫度時，額定紋波電流可以加大。但過大的紋波電流會大大縮短電容器的耐久性，當紋波電流超過額定值，紋波電流所引起的內部發熱每升高5℃，電容器器的壽命將減少50%。因此當要求電容器器具有長壽命性能時，控制與降低紋波電流尤其重要。 但在實際設計過程中，電解電容器的紋波電流由於受變頻器輸入輸出各物理量變化以及控制方式等的影響很難直接計算得到[2]，一般多採用根據實際經驗估算大小，如每μf電容器要求20ma紋波電流之類的經驗值，或者通過電腦模擬來估算[3～6]。 本文根據對變頻器電路拓撲與開關調製方式的分析，並借鑒已有文獻資料，歸納出一個直接的計算電解電容器紋波電流的方法，供大家參考。 圖1 變頻器拓撲示意圖 由圖1可以得到直流母線電容的紋波電流ic=il-i，il和i分別是整流器
第30卷第33期中国电机工程学报V ol.30 No.33 Nov.25, 2010 2010年11月25日Proceedings of the CSEE ?2010 Chin.Soc.for Elec.Eng. 23 文章编号：0258-8013 (2010) 33-0023-07 中图分类号：TM 46 文献标志码：A 学科分类号：470?40 NPC三电平并网逆变器共模电流抑制技术研究 肖华锋，杨晨，谢少军 (南京航空航天大学自动化学院，江苏省南京市 210016) NPC Three-level Grid-connected Inverter With Leakage Current Suppression XIAO Huafeng, YANG Chen, XIE Shaojun (Colledge of Automation, Nanjing University of Aeronautics and Astronautics, Nanjing 210016, Jiangsu Province, China) ABSTRACT: The leakage current eliminating is one of the key technologies in the transformerless grid-connected inverter. Based on the high-frequency common mode equivalent model with parasitic parameters, two rules of leakage current eliminating were summarized. The inefficacy with sine pulse width modulation (SPWM) and three potential strategies with parameters matching are addressed through aforementioned rules for leakage current eliminating of neutral point clamped (NPC) three-level grid-connected inverter, and their satisfied conditions and practical feasibility are analyzed detailedly. The viewpoints and accuracy of the common mode equivalent model were proved by relevant experiments. Meanwhile, a compensation capacitor for compensating stray parameters is proposed, which can advance the leakage current attenuation of NPC three-level grid-connected inverter better. So, a simple, robust, and effective solution is achieved. KEY WORDS: PV grid-connected inverter; transformerless; leakage current; parasitic parameter; NPC three level inverter 摘要：共模电流抑制是非隔离型光伏并网逆变器的一个关键技术问题。首先基于考虑所有寄生参数的非隔离型单相并网逆变器高频共模等效模型归纳出两种抑制漏电流的途径，并将其应用到二极管钳位(neutral point clamped，NPC)三电平并网逆变器中得出仅通过正弦脉宽调制(sine pulse width modulation，SPWM)策略抑制共模电压不可行和通过电路元件参数匹配抑制共模电压的3种可能方案。针对3种可能的方案分析了它们的成立条件和现实可行性，并通过相应的实验验证结论的可靠性。其中，提出的通过补偿电容来弥补寄生参数差异的措施可以进一步增强NPC三电平并网逆变器漏电流抑制性能，是一种简单、可靠、有效的实用技术。 基金项目：江苏省普通高校研究生科研创新计划项目(CX08B_ 070Z)；江苏省自然科学基金(BK2008391)。 Project Supported by Innovative Research Project for Postgraduates in Colleges of Jiangsu Province(CX08B_070Z); Project Supported by Natural Science Foundation of Jiangsu Province(BK2008391). 关键词：光伏并网逆变器；无变压器；共模电流；寄生参数；NPC三电平变换器 0 引言 非隔离型并网逆变器在带来效率高、体积小、重量轻和成本低等优势[1-4]的同时，导致电池板和电网之间存在电气连接。由于电池板对地寄生电容的存在，并网逆变器开关器件的开关动作可能产生高频时变电压作用在寄生电容之上，而在由电池板寄生电容、直流或交流滤波器和电网阻抗等组成的谐振回路中，出于变换器效率优化的考虑，其阻抗非常低，从而在该回路中产生的共模电流(漏电流)可能超过允许范围。高频漏电流的产生会带来传导和辐射干扰、进网电流谐波及损耗的增加[2]，甚至危及设备和人员安全。 二极管钳位(neutral point clamped，NPC) 三电平变换器拓扑[5-9]在单相非隔离型光伏并网逆变器中得到广泛认可[2-4, 10-11]。这主要是因为NPC三电平并网逆变器有弥补由无隔离变压器带来的漏电流[2]和进网直流分量问题[10]的结构优势。为了更充分地解释和理解NPC三电平并网逆变器的共模特性，文献[10]在忽略桥臂中点寄生电容和电网线路感抗的前提下，推导了非隔离桥式并网逆变器的共模分析模型，并将其应用到NPC三电平并网逆变器中，得出了共模电压为恒定值的结论，但论文中缺乏相应的实验结果来说明结论的正确性和模型的精确性。文献[11]定性分析了电网线路阻抗对NPC三电平并网逆变器共模电压的影响，给出了相关的仿真波形来说明寄生参数的不可忽略性，却未提出有效的解决方案。值得注意的是，由于NPC三电平变换器两桥臂中点寄生电容的形成方式明显不同，使得它们大小不一致(一般来讲，开关桥臂的寄生电容 DOI:10.13334/j.0258-8013.pcsee.2010.33.017
电机电流计算： 对于交流电三相四线供电而言，线电压是380，相电压是220，线电压是根号3相电压 对于电动机而言一个绕组的电压就是相电压，导线的电压是线电压（指A相 B相 C相之间的电压，一个绕组的电流就是相电流，导线的电流是线电流 当电机星接时：线电流＝相电流；线电压＝根号3相电压。三个绕组的尾线相连接，电势为零，所以绕组的电压是220伏 当电机角接时：线电流＝根号3相电流；线电压＝相电压。绕组是直接接380的，导线的电流是两个绕组电流的矢量之和 功率计算公式 p=根号三UI乘功率因数是对的 用一个钳式电流表卡在A B C任意一个线上测到都是线电流 极对数与扭矩的关系 n=60f/p n: 电机转速 60： 60秒 f: 我国电流采用50Hz p: 电机极对数 1对极对数电机转速：3000转/分；2对极对数电机转速：60×50/2=1500转/分在输出功率不变的情况下，电机的极对数越多，电机的转速就越低，但它的扭矩就越大。所以在选用电机时，考虑负载需要多大的起动扭距。 异步电机的转速n=(60f/p)×(1-s)，主要与频率和极数有关。 直流电机的转速与极数无关，他的转速主要与电枢的电压、磁通量、及电机的结构有关。n=(电机电压-电枢电流*电枢电阻)/(电机结构常数*磁通)。 扭矩公式 T=9550*P输出功率/N转速 导线电阻计算公式： 铜线的电阻率ρ＝0.0172， R＝ρ×L/S (L＝导线长度，单位：米，S＝导线截面，单位：m㎡) 磁通量的计算公式： B为磁感应强度,S为面积。已知高斯磁场定律为：Φ=BS 磁场强度的计算公式：H = N × I / Le 式中：H为磁场强度，单位为A/m；N为励磁线圈的匝数；I为励磁电流（测量值），单位位A；Le为测试样品的有效磁路长度，单位为m。 磁感应强度计算公式：B = Φ/ (N × Ae)B=F/IL u磁导率 pi=3.14 B=uI/2R 式中：B为磁感应强度，单位为Wb/m^2；Φ为感应磁通（测量值），单位为Wb；N为感应线圈的匝数；Ae为测试样品的有效截面积，单位为m^2。 感应电动势 1)E＝nΔΦ/Δt（普适公式）｛法拉第电磁感应定律，E：感应电动势(V)，n：感应线圈匝数，ΔΦ/Δt:磁通量的变化率｝ 磁通量变化率=磁通量变化量/时间磁通量变化量=变化后的磁通量-变化前的磁通量 2)E＝BLV垂(切割磁感线运动)｛L:有效长度(m)｝ 3)Em＝nBSω（交流发电机最大的感应电动势）｛Em:感应电动势峰值｝ 4)E＝BL2ω/2（导体一端固定以ω旋转切割）｛ω:角速度(rad/s)，V:速度(m/s)｝
基金项目：国家自然科学基金（51067004）；江西省重点工业科技支撑项目（2010BGA02000）定稿日期：2011-06-01 作者简介：袁义生（1974-），男，江西上高人，博士，副教授，研究方向为电力电子系统及控制技术。 1引言 光伏单相并网逆变器近年来得到迅速发展。 由于光伏电池输出电压波动大，单相并网逆变器通常采用前级升压电路加后级全桥逆变电路的结构。光伏阵列对地的分布电容，以及逆变器电路对地的分布电容，产生了并网逆变器的对地共模电流。该共模电流占并网逆变器EMI 的主要成分，成为业界在进行电磁兼容测试时的一道难题。为了降低光伏并网逆变器的共模电流，采用了H5桥逆变器电路[1]。该电路实际上是通过在逆变电路电感续流阶段将光伏阵列输出与逆变电路断开，一方面降低光伏阵列对地的电位波动；另一方 面实现逆变电路动态节点电位平衡，这借鉴了文 献[2]中提出的共模干扰抵消的观点，从而从光伏阵列和逆变电路两方面同时降低了系统的EMI 。而后来提出的H6桥逆变电路[3]与其他漏电流抑制逆变电路[4-5]有同样的功能， 只是需要再增加一个功率管。 尽管H5和H6电路都可以降低共模电流，但额外增加的串联功率管也增加了电路损耗，这对日益苛刻的效率指标而言几乎是不可接受的。所以，目前工业界在单相并网逆变器中大多还是采 用传统全桥逆变电路。 为此，讨论了两种传统全桥逆变电路PWM 方式下的共模电流问题。分析了 共模电流产生机理，固定高低频桥臂和轮换高低频桥臂两种PWM 方式对光伏阵列电压和共模电流的影响，得出了固定高低频桥臂具有更小的共模电流的结论。在一台实际的并网逆变器中应用两种调制方法，传导EMI 测试结果证明了固定高低频桥臂PWM 方式大大改善了EMI 。 单相并网逆变器PWM 方式与共模干扰的研究 袁义生 （华东交通大学，江西南昌 330013） 摘要：研究了单相并网逆变器中两种脉宽调制（PWM ）方式与共模干扰的关系。首先分析了并网逆变器中共模 电流的产生机理，指出节点电位对地电位波动。通过其对地分布电容产生的位移电流是共模电流的源头。分析了轮换和固定高低频桥臂两种PWM 方式下的节点电位波动现象， 详细推导了相关公式。在此基础上根据实际工况比较了两种方式的共模电流差异，指出固定高低频桥臂PWM 方式有更小的共模干扰。最后通过实验证明了固定高低频桥臂PWM 方式可以降低电路的传导电磁干扰（EMI ）。 关键词：并网逆变器；脉宽调制；共模干扰中图分类号：TM464 文献标识码：A 文章编号：1000-100X （2011）12-0095-03 Research on PWM Methods and Common -mode Disturbance of Single -phase Grid -tied Inverters YUAN Yi -sheng （East China Jiaotong University ，Nanchang 330013，China ） Abstract ：The relationship between two pulse width modulation （PWM ）methods and common -mode disturbance in sin -gle phase grid -connected inverter is developed.Firstly the mechanism of common -mode current in grid -tied inverter is ex -plained ，and it is indicated that displacement current flow into parasitic capacitors by electric nodes with potential fluctuation is source of common mode current.Then junction voltage fluctuation phenomena in two PWM methods with alternated or fixed high -low -frequency -bridges are analysis ，the formulas are derived.Finally the experimental results verify that the PWM method with fixed high -low -frequency -bridge can reduce conducted EMI of the inverter.Keywords ：grid -connected inverter ；pulse width modulation ；common -mode disturbance Foundation Project ：Supported by National Natural Science Foundation of China （No.51067004）；Key Science and Technology Project of Jiangxi Province （ No.2010BGA02000）95
Electrolytic Capacitor Ripple Current Derating Test Method and Life Time Evaluation From：郭雪松 Date：Oct-27-04 一．SPEC 1.电解电容零件工程规格书中之Standard Rating表格，其中规定了不同规格的电解电容Rated Ripple Current值，例如：Sharp机种PWPC C904(滤波电容) 67L215L-820-15N (CNN公司KXG Series) 2.此电容用于电源输入端滤波，因此采用120Hz时的Rated Ripple Current规格715mA。 3.而用于评估电解电容Ripple Current之Spec要依据以下公式： SPEC=Spec（component）×频率系数（FM）×温度系数（TM）注：FM/TM取值方法见附表 4.OTPV 评估电解电容Ripple Current的Derating规格为85％，因此测试值 线电流的有效值（rms），测试时要调整输入电压值（90V～264V）达到纹波电流最大。见图示： Irms 三．附表（FM&TM取值方法）：NCC公司产品为例 1.Multiplying Factors on KMG Series（radial lead type） Frequency Multipliers Temperature Multipliers 2. Multiplying Factors on KY Series Frequency Multipliers 变频器中直流母线电容的纹波电流计算 2010年06月26日评论(0)|浏览(130) 点击查看原文 各类电动机是我们发电量的主要消耗设备，而变频器作为电动机的驱动装置成为当前“节能减排”的主力设备之一。它一方面可以起到节约能源消耗的作用，另一方面也可以实现对原有生产或处理工艺过程的优化。目前应用最多也最广的是交-直-交电压型变频器，即中间存在直流储能滤波环节，一般采用大容量电解电容器实现此功能。 使用电解电容器的作用主要有以下几个[1]： （1）补偿以电源频率两倍或六倍变化的逆变器所需功率与整流桥输出功率之差； （2）提供逆变器开关频率的输入电流； （3）减小开关频率的电流谐波进入电网； （4）吸收急停状态时所有功率开关器件关断下的电机去磁能量； （5）提供瞬时峰值功率； （6）保护逆变器免受电网瞬时峰值冲击。 电解电容器设计选型所需要考虑的主要因素有以下几个：电容器的电压、电容器量、电容器的纹波电流、电容器的温升与散热、电容器的寿命等等。这些因素对变频器满足要求的平均无故障时间（mtbf）十分重要。然而电解电容器的纹波电流的计算如何能明确给出计算依据，这是本文所要解决的问题。 2 直流母线电容纹波电流的计算 纹波电流指的是流过电解电容器的交流电流，它使得电解电容器发热。纹波电流额定值的确定方法是在额定工作温度下规定一个允许的温升值，在此条件下电容器符合规定的使用寿命要求。当工作温度小于额定温度时，额定纹波电流可以加大。但过大的纹波电流会大大缩短电容器的耐久性，当纹波电流超过额定值，纹波电流所引起的内部发热每升高5℃，电容器器的寿命将减少50%。因此当要求电容器器具有长寿命性能时，控制与降低纹波电流尤其重要。 但在实际设计过程中，电解电容器的纹波电流由于受变频器输入输出各物理量变化以及控制方式等的影响很难直接计算得到[2]，一般多采用根据实际经验估算大小，如每μf电容器要求20ma纹波电流之类的经验值，或者通过计算机仿真来估算[3～6]。 本文根据对变频器电路拓扑与开关调制方式的分析，并借鉴已有文献资料，归纳出一个直接的计算电解电容器纹波电流的方法，供大家参考。 一、前言： 铝电解电容的工作状态及工作环境,是影响其寿命的主要因素。在众多因素中，又以环境温度的高低和 Ripple Current 纹波电流的大小对电容寿命的影响最大。所以在实际使用中，电解电容Ripple Current 有否超规格，电解电容工作温度有否超标准值，是影响电容失效爆浆的最主要原因，特别是在整机测试未对电解电容寿命进行估算计算的情况下，电解电容Ripple Current 的测试，计算及判定，尤为重要。 二、标准测试: 1、一次侧Bulk Cap.纹波电流 说明：一次侧Bulk Cap.纹波电流通常由基本频率(低频率)和高频(开关频率)电流构成，因此在计算时，要通过合成公式，利用频率系数计算出其在指定频率下的合成有效值。(如图1所示) R/C(Ripple Current) = Lowf(Low Freq.Current) +Hif(High Freq. Current) 一次侧Bulk Cap.是指：一次侧主电解电容；Lowf 是指：低频纹波电流有效值； Hif 是指：高频纹波电流有效值。 图(1) 2、二次侧Filter Cap.纹波电流 说明：二次侧Filer Cap.纹波电流通常由高频电流构成。 R/C(Ripple Current) = Hif(High Freq. Current) 二次侧Filter Cap.是指二次侧滤波电解电容。 3、温度 机种名称： 机种编号： 机种类别： 电路拓扑： 输出规格： 编写单位： 应用类别： 材料应用 受控日期： 201 年 月 日 应用编号： AR500XbcEedDFf P 应用描述： 电解电容纹波电流的测试，计算及判定 薄膜电容器的使用要求和电性能参数 电磁加热设备把工频的交流电或纯直流电,通过半桥/全桥逆变技术,变为高频交流电(1KHz—1MHz).高频交流电通过各种电感性负载后会产生高频交变磁场.当金属物体处于高频交变磁场中,金属分子会产生无数小涡流. 涡流使金属分子高速无规则运动,金属分子间互相碰撞、磨擦而产生热能,最终达到把电能转换为热能的目的.电磁加热设备在我们的工作和生活中大量的频繁的使用.例如电磁炉/电磁茶炉,电磁炉,高频淬火机,封口机,工业熔炼炉等等.本文以三相大功率电磁灶为例, 浅析薄膜电容器在电磁加热设备中的应用. 一电磁灶三相全桥电路拓扑图 二 C1—C6功能说明 新晨阳 C1/C2:三相交流输入滤波、纹波吸收, 提高设备抗电网干扰的能力 C1,C2和三相共模电感组成Pi型滤波,在设备中起电磁干扰抑制和吸收的作用.该电路一方面抑制IGBT由于高速开关而产生的电磁干扰通过电源线传送到三相工频电网中,影响其他并网设备的正常使用.另一方面防止同一电网中其他设备产生的电磁干扰信号通过电源线传送到三相工频电网中,影响电磁加热设备自身的正常使用.(对内抑制自身产生的干扰,对外抵抗其他设备产生的干扰,具有双面性) EMC=EMI+EMS 在实际使用中,C1可以选择MKP-X2型(抑制电磁干扰用固定电容器),容量范围在 3μF－10μF之间,额定电压为275V.AC－300V.AC. 采用Y型接法,公共端悬空不接地. C2可以选择MKP型金属化薄膜电容器,容量范围在3μF－10μF之间,额定电压为450V.AC－ 500V.AC ,采用三角形接法. C1和C2原则上选用的电容量越大,那么对于电磁干扰的抑制和吸收效果越好.但是电容量越大,那么设备待机时的无功电流就越大.耐压方面要根据设备使用地域的电网情况而合理保留一定的余量,防止夜间用电量非常小的时候,电网电压过高而导致电容器电压击穿或寿命受到一定的影响. C3: 整流后平滑滤波、直流支撑(DC-Link),吸收纹波和完成交流分量的回路。 C3和扼流圈L组成LC电路,把三相桥式整流后的脉动直流电变为平滑的直流电,供后级逆变桥及负载使用.在电磁灶机芯实际电路中,C3一般是由几十微法的薄膜电容器组成.该 位置的薄膜电容器其实所起的作用是直流支撑(DC-LINK),负责纹波的吸收和完成交流分量的回路,而不是很多人所认为的(滤波).几十微法的电容量,对于几十千瓦的负载来说,所起到的滤波作用是非常小的,直流母线的电压波形根本就无法变得很平滑.由于IGBT的高速开关,会产生大量的高次谐波电流及尖峰谐波电压.如果没有电容器作为谐波电流和尖峰电压的吸收,那么直流母线回路会产生大量的自激振荡,影响IGBT等的安全使用及缩短寿命时间.因此,使用薄膜电容器作为直流母线纹波电压和纹波电流的吸收是目前国内外最常用的方法之一。 C3原则上选用的电容量越大,那么吸收效果越好.但是需要注意的是电容量过大,容易导致设备刚合闸上电的时候,由于电容器的瞬间充电电流过大而导致整流桥,保险管等过流击穿.在电磁灶机芯里,一般的选用原则是:半桥方案(1.5μF/KW) 全桥方案(1.2μF/KW).该配置是根据常规的薄膜电容器能承受的2A/μF的设计工艺所推断。 例如电磁灶半桥20KW机型,需要的C3容量是20*1.5=30μF C3的总纹波电流是 30*2=60A 全桥20KW机型,需要的C3容量是20*1.2=24μF（实际可取25－30μF） C3的总纹波电流是25*2=50A 建议实际选取的电容量及电容器能允许承受的纹波电流值不能低于上述建议值。 C3位置必须要考虑电路实际需要的纹波电流值是否小于所选用的薄膜电容器能承受的总纹波电流值(还要保留一定的电流余量),否则假如电路需要60A的纹波电流,而选择的电容器总共能承受的纹波电流只有40A,那么会导致薄膜电容器发热严重,长期过热运行,大大降低薄膜电容器的使用寿命,严重的导致薄膜电容器膨胀鼓包,甚至起火燃烧.耐压方面,一般选择额定电压为800－1000V.DC即可. C4: IGBT的尖峰电压/电流吸收、缓冲和抑制，防止IGBT击穿 对滤波效果而言，电容的ESL和ESR参数都很重要，电感会阻止电流的突变，电阻则限制了电流的变化率，这些影响对电容的充放电显然都不利。优质的电容在设计及制造时都采取了必要的手段来降低ESL和ESR，故而横向比较起来，同样的容量滤波效果却不同。 漏电流小，ESR小，一般都是认为要选择低ESR的系列，不过也与负载有关，负载越大，ESR不变时，纹波电流变大，纹波电压也变大。我们从公式上来看看，dV=C*di*dt；dv就是纹波，di是电感上电流的值，dt是持续的时间。一般的开关电源书籍都会讲到怎么算纹波，大题分解为：滤波电容对电压的积分+滤波电容的ESR+滤波电容的ESL+noise，如下图： 一般对纹波的计算通常是估算 有关开关电源纹波的计算，原则上比较复杂，要将输入的矩形波进行傅立叶展开成各次谐波的级数，计算每个谐波的衰减，再求和。最后的结果不仅与滤波电感、滤波电容有关，而且与负载电阻有关。当然，计算时是将滤波电感和滤波电容看成理想元件，若考虑电感的直流电阻以及电容的ESR，那就更复杂了。所以，通常都是估算，再留出一定余量，以满足设计要求。对样机需要实际测试，若不能满足设计要求，则需要更改滤波元件参数。 以Buck电路为例，电感中电流连续和断续，开关电源的传递函数完全不同。电流连续时环路稳定，电流断续时未必稳定。而电感中电流是否连续，除与电感量等有关外，还与负载有关。更严重的是，电流是否连续还与占空比有关，而占空比是由反馈电路控制的。不仅Buck，其它如Boost以及由基本拓扑衍生出来的正激、反激等也是一样。 若要求所有可能产生的工作状态下都稳定，通常要加假负载以保证Buck电路电感电流总是连续(对Buck/Boost或反激则保证不会在连续断续之间转变)，或者把反馈环路时间常数设计得非常大(这会在很大程度上降低开关电源的响应速度)。对输出电压可调整的开关电源(例如实验室用的0～30V输出电源)，环路稳定的难度更大。对这类电源，往往要在开关电源之后再加一级线性调整。 电解电容的选择很重要 在输出端采用高频性能好、ESR低的电容，高频下ESR阻抗低，允许纹波电流大。可以在高频下使用，如采用普通的铝电解电容作输出电容，无法在高频（100kHz以上的频率）下工作，即使电容量也无效，因为超过10kHz时，它已成电感特性了。 电机的耗电量的公式计 算 -CAL-FENGHAI.-(YICAI)-Company One1 电机的耗电量以以下的公式计算：耗电度数=(根号3）X 电机线电压 X 电机电流 X 功率因数) X 用电小时数/1000 电机的额定功率是750W，采用星形接法，接在三相380伏的电源上，用变频器监测电流是1.1A；我又用钳形电流表进行测量，测得每相电流为1.1A，这就说明变频器和钳形电流表测得的电流是一致的。因为电机是星形接法，线电压是相电压的倍，线电流等于相电流，电机实际消耗的功率：380×× = 724 W，这样电机实际消耗的功率就接近于电机的额定功率。如果电机是三角形接法，线电压等于相电压，线电流是相电流的倍，电机实际消耗功率的计算是一样的。 这就说明：三相交流电机实际消耗的功率就等于线电压 × 线电流。 电机额定功率为450kW，功率因数为，电机效率为％，现运行中发现电流为40A，电压为6000V，那么怎么正确计算电机的各项功率以及电机有功及无功的损耗 高压电机一般为三相电机. 视在功率=×6000×40= 有功功率 =×6000×40×= 无功功率=(视在功率平方减有功功率平方开根二次方) 有功损耗=有功功率×%)=×= 无功损耗=无功功率×%)=×= 注明: 电机不运行于额定状况,效率及功率因数是有偏差的,上述数值只能为理论值,可能与实际会有点小偏差。 因为铭牌上所标的额定功率是电机能输出的机械功率，所以不等于电压和电流的乘积就象一个10KW的电动机，他能输出的机械功率是10KW，但它所消耗的电功率要大于10KW，三相电动机的功率计算公式：P=*U*I*cosΦ . 三相异步电动机功率因数 异步电动机的功率因数不是一个定数，它与制造的质量有关，还与负载率的大小有关。为了节约电能，国家强制要求电机产品提高功率因数，由原来的到提高到了现在的到，但负载率就是使用者掌握的，就不是统一的了。过去在电机电流计算中功率因数常常取，现在也常常是取。 2.实际功率和额定功率 三相异步电动机的功率计算公式就是*线电压*线电流*功率因数。那你的实际电压是395V，实际电流是140A，那么它的实际功率就是： *395*140*=81kw 如果是空载，功率因数还要小，功率也就还要少，消耗电能也就少。 输入电容纹波电流有效值 相信很多人都知道Buck Converter 电路中输入电容纹波电流有效值，在连续工作模式下可以用一下两个公式来计算： Icin.rms ＝Io × ()D D ×?1 或Icin.rms ＝Io × 2 )(Vin Vo Vo Vin ? 然而，相信也有很多人并不一定知道上面的计算公式是如何推导出来的，下文将完成这一过程。 众所周知，在Buck Converter 电路中Q1的电流（Iq1）波形基本如右图所示（或见第二页Q1电流波形）：0～DTs 期间为一半梯形，DTs ～Ts 期间为零。当0～DT 期间Iq1⊿足够小时，则Iq1波形为近似为一个高为Io 、宽为DTs 的矩形，则有： ?? ?=<<<<)() (01DTs t o Io Ts t DTs Iq 而对于Iin ，只要Cin 容量足够大，则在整个周期中是基本恒定的【见输入电流(Iin)波形】，Iin 值由下式得出： Iin ＝(V o/Vin)*Io ＝DIo 由KCL 得：Iin+Icin ＝Iq1，这里定义Icin 流出电容为正向。所以在整个周期中有： 输入电流(Iin)波形： Icin ＝Iq1-Iin 即： { )0() (DTs t DIo Io T t DTs DIo Icin < 的，所以有Icin ＝－DIo 根据有效值的定义，不难得出输入电容的纹波电流有效值Icin.rms 的计算公式： ])()([1.022 ∫∫ ?+?=DTs Ts DTs dt DIo dt DIo Io Ts rms Icin )]()()[(1 .22DTs Ts DIo DTs DIo Io Ts rms Icin ?×+×?= 即： 又因为有D D Io rms Icin ×?=)1(.Vin Vo D =，所以得： 2 )(.Vin Vo Vo Vin Io rms Icin ?= Q1电流（Iq1）波形： 各种电机额定电流的计算 1、电机电流计算： 对于交流电三相四线供电而言，线电压是380，相电压是220，线电压是根号3相电压 对于电动机而言一个绕组的电压就是相电压，导线的电压是线电压（指A相 B相 C相之间的电压，一个绕组的电流就是相电流，导线的电流是线电流 当电机星接时：线电流＝相电流；线电压＝根号3相电压。三个绕组的尾线相连接，电势为零，所以绕组的电压是220伏当电机角接时：线电流＝根号3相电流；线电压＝相电压。绕组是直接接380的，导线的电流是两个绕组电流的矢量之和 功率计算公式 p=根号3 UI乘功率因数是对的 用一个钳式电流表卡在A B C任意一个线上测到都是线电流 三相的计算公式： P＝1.732×U×I×cosφ (功率因数：阻性负载＝1，感性负载≈0.7～0.85之间，P＝功率：W) 单相的计算公式： P＝U×I×cosφ 空开选择应根据负载电流，空开容量比负载电流大20～30%附近。P＝1.732×IU×功率因数×效率（三相的） 单相的不乘1.732（根号3） 空开的选择一般选总体额定电流的1.2-1.5倍即可。 经验公式为： 380V电压,每千瓦2A, 660V电压,每千瓦1.2A, 3000V电压,4千瓦1A, 6000V电压,8千瓦1A。 3KW以上，电流=2*功率；3KW及以下电流=2.5*功率 2功率因数（用有功电量除以无功电量，求反正切值后再求正弦值）功率因数cosΦ=cosarctg(无功电量/有功电量） 视在功率S 有功功率P 无功功率Q 功率因数cosΦ 视在功率S＝（有功功率P的平方＋无功功率Q 的平方）再开平方 而功率因数cosΦ＝有功功率P／视在功率S 3、求有功功率、无功功率、功率因数的计算公式，请详细说明下。（变压器为单相变压器） 另外无功功率的降低会使有功功率也降低么？反之无功功率的升高也会使有功功率升高么？ 答：有功功率=I*U*cosφ即额定电压乘额定电流再乘功率因数 单位为瓦或千瓦 无功功率=I*U*sinφ,单位为乏或千乏. I*U 为容量,单位为伏安或千伏安. 无功功率降低或升高时,有功功率不变.但无功功率降低时,电流要降低,线路损耗降低,反之,线路损耗要升高. 4、什么叫无功功率？为什么叫无功？无功是什么意思？ 电机的额定电流计算法 22KW×2÷1.732≈25.4A 已知三相电动机容量，求其额定电流口诀（c）：容量除以千伏数，商乘系数点七六。说明：（1）口诀适用于任何电压等级的三相电动机额定电流计算。由公式及口诀均可说明容量相同的电压等级不同的电动机的额定电流是不相同的，即电压千伏数不一样，去除以相同的容量，所得“商数”显然不相同，不相同的商数去乘相同的系数0.76，所得的电流值也不相同。若把以上口诀叫做通用口诀，则可推导出计算220、380、660、3.6k电压等级电动机的额定电流专用计算口诀，用专用计算口诀计算某台三相电动机额定电流时，容量千瓦与电流安培关系直接倍数化，省去了容量除以千伏数，商数再乘系数0.76。三相二百二电机，千瓦三点五安培。常用三百八电机，一个千瓦两安培。低压六百六电机，千瓦一点二安培。高压三千伏电机，四个千瓦一安培。高压六千伏电机，八个千瓦一安培。 （2）口诀c 使用时，容量单位为kW，电压单位为k，电流单位为A，此点一定要注意。 （3）口诀c 中系数0.76是考虑电动机功率因数和效率等计算而得的综合值。功率因数为0.85，效率不0.9，此两个数值比较适用于几十千瓦以上的电动机，对常用的10kW以下电动机则显得大些。这就得使用口诀c计算出的电动机额定电流与电动机铭牌上标注的数值有误差，此误差对10kW以下电动机按额定电流先开关、接触器、导线等影响很小。 （4）运用口诀计算技巧。用口诀计算常用380电动机额定电流时，先用电动机配接电源电压0.38k数去除0.76、商数2去乘容量（kW）数。若遇容量较大的6k电动机，容量kW数又恰是6k数的倍数，则容量除以千伏数，商数乘以0.76系数。 （5）误差。由口诀c 中系数0.76是取电动机功率因数为0.85、效率为0.9而算得，这样计算不同功率因数、效率的电动机额定电流就存在误差。由口诀c母线电容计算
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