哈尔滨理工大学 软件学院 课程设计报告 课程大三学年设计 题目带隙基准电压源设计 专业集成电路设计与集成系统班级集成10-2 班 学生唐贝贝 学号1014020227 指导老师董长春 2013年6月28日
目录 一.课程设计题目描述和要求………………………………………… 二.课程设计报告内容………………………………………………… 2.1课程设计的计算过程…………………………………………. 2.2带隙电压基准的基本原理……………………………………. 2.3指标的仿真验证结果…………………………………………. 2.4 网表文件……………………………………………………… 三.心得体会……………………………………………………………四．参考书目………………………………………………………….
一．课程设计题目描述和要求1.1电路原理图： (1).带隙基准电路 (2).放大器电路
1.2设计指标 放大器：开环增益：大于70dB 相位裕量：大于60度 失调电压：小于1mV 带隙基准电路：温度系数小于10ppm/C ? 1.3要求 1>手工计算出每个晶体管的宽长比。通过仿真验证设计是否正确，是否满足指标的要求，保证每个晶体管的正常工作状态。 2>使用Hspice 工具得到电路相关参数仿真结果，包括：幅频和相频特性（低频增益，相位裕度，失调电压）等。 3>每个学生应该独立完成电路设计，设计指标比较开放，如果出现雷同按不及格处理。 4>完成课程设计报告的同时需要提交仿真文件，包括所有仿真电路的网表，仿真结果。 5>相关问题参考教材第六章，仿真问题请查看HSPICE 手册。 二. 课程设计报告内容 由于原电路中增加了两个BJT 管，所以Vref 需要再加上一个Vbe ，导致最后结果为(ln )8.6M n β??≈，最后Vref 大概为1.2V ，且电路具有较大的电流，可以驱动较大的负载。 2.1课程设计的计算过程 1> M8，M9，M10，M11，M12，M13宽长比的计算 设Im8=Im9=20uA (W/L)8=(W/L)9=20uA 为了满足调零电阻的匹配要求，必须有Vgs13=Vgs6 ->因此还必须满足(W/L)13=(Im8/I6)*(W/L)6 即(W/L)13/(W/L)6=(W/L)9/(W/L)7 取(W/L)13=27 取(W/L)10=(W/L)11=(W/L)13=27 因为偏置电路存在整反馈，环路增益经计算可得为1/(gm13*Rb)，若使环路
6种最常用恒流源电路的分析与比较 恒流电路有很多场合不仅需要场合输出阻抗为零的恒流源，也需要输入阻抗为无限大的恒流源，以下是几种单极性恒流电路： 类型1： 特征：使用运放，高精度 输出电流：Iout=Vref/Rs
类型2： 特征：使用并联稳压器，简单且高精度 输出电流：Iout=Vref/Rs 检测电压：根据Vref不同（1.25V或2.5V） 类型3： 特征：使用晶体管，简单，低精度 输出电流：Iout=Vbe/Rs 检测电压：约0.6V
类型4： 特征：减少类型3的Vbe的温度变化，低、中等精度，低电压检测 输出电流：Iout=Vref/Rs 检测电压：约0.1V～0.6V
类型5： 特征：使用JEFT，超低噪声 输出电流：由JEFT决定 检测电压：与JEFT有关 其中类型1为基本电路，工作时，输入电压Vref与输出电流成比例的检测电压 Vs(Vs=Rs×Iout)相等，如图5所示， 图5 注：Is=IB+Iout=Iout(1+1/h FE)其中1/h FE为误差 若输出级使用晶体管则电流检测时会产生基极电流分量这一误差，当这种情况不允许时，可采用图6所示那样采用FET管
图6 Is=Iout-I G 类型2，这是使用运放与Vref（2.5V）一体化的并联稳压器电路，由于这种电路的Vref高达2.5V，所以电源利用范围较窄 类型3，这是用晶体管代替运放的电路，由于使用晶体管的Vbe（约0.6V）替代Vref的电路，因此，Vbe的温度变化毫无改变地呈现在输出中，从而的不到期望的精度 类型4，这是利用对管补偿Vbe随温度变化的电路，由于检测电压也低于0.1V左右，应此，电源利用范围很宽 类型5，这是利用J-FET的电路，改变R gs 可使输出电流达到漏极饱和电流I DSS，由于噪声也很小，因此，在噪声成为问题时使用这种电路也有一定价值，在该电路中不接R GS，则电流值变成I DSS，这样，J-FET接成二极管形式就变成了“恒流二极管” 以上电路都是电流吸收型电路，但除了类型2以外，若改变Vref极性与使用的半导体元件，则可以变成电流吐出型电路。
0 引言 基准电压是集成电路设计中的一个重要部分，特别是在高精度电压比较器、数据采集系统以及A／D和 D／A转换器等中，基准电压随温度和电源电压波动而产生的变化将直接影响到整个系统的性能。因此，在高精度的应用场合，拥有一个具有低温度系数、高电源电压抑制的基准电压是整个系统设计的前提。传统带隙基准由于仅对晶体管基一射极电压进行一阶的温度补偿，忽略了曲率系数的影响，产生的基准电压和温度仍然有较大的相干性，所以输出电压温度特性一般在20 ppm／℃以上，无法满足高精度的需要。 基于以上的要求，在此设计一种适合高精度应用场合的基准电压源。在传统带隙基准的基础上利用工作在亚阈值区MOS管电流的指数特性，提出一种新型二阶曲率补偿方法。同时，为了尽可能减少电源电压波动对基准电压的影响，在设计中除了对带隙电路的镜相电流源采用cascode结构外还增加了高增益反馈回路。在此，对电路原理进行了详细的阐述，并针对版图设计中应该的注意问题进行了说明，最后给出了后仿真结果。 l 电路设计 1．1 传统带隙基准分析 通常带隙基准电压是通过PTAT电压和CTAT电压相加来获得的。由于双极型晶体管的基一射极电压Vbe呈负温度系数，而偏置在相同电流下不同面积的双极型晶体管的基一射极电压之差呈正温度系数，在两者温度系数相同的情况下将二者相加就得到一个与温度无关的基准电压。 传统带隙电路结构如图1所示，其中Q2的发射极面积为Q1和Q3的m倍，流过Q1～Q3的电流相等，运算放大器工作在反馈状态，以A，B两点为输入，驱动Q1和Q2的电流源，使A，B两点稳定在近似相等的电压上。
假设流过Q1的电流为J，有： 由于式(5)中的第一项具有负温度系数，第二项具有正温度系数，通过调整m值使两项具有大小相同而方向相反的温度系数，从而得到一个与温度无关的电压。理想情况下，输出电压与电源无关。 然而，标准工艺下晶体管基一射极电压Vbe随温度的变化并非是纯线性的，而且由于器件的非理想性，输出电压也会受到电源电压波动的影响。其中，曲线随温度的变化主要取决于Vbe自身特性、集电极电流和电路中运放的失调电压，Vbe
几种简单的恒流源电路 恒流电路应用的范围很广，下面介绍几种由常用集成块组成的恒流电路。 1.由7805组成的恒流电路，电路图如下图1所示： 电流I＝Ig＋VOUT/R，Ig的电流相对于Io是不能忽略的，且随Vout，Vin及环境温度的变化而变化，所以 这个电路在精度要求有些高的场合不适用。 2.由LM317组成的恒流电路如图2所示，I＝Iadj＋Vref/R
《模拟CMOS集成电路设计》---与电源无关的电流源课程设计 院系：电子与信息工程学院 专业：电子09-2 姓名：王艳强 学号：0906040221 指导教师：李书艳
摘要 模拟电路广泛的包含电压基准和电流基准。这种基准是直流量，它与电源和工艺参数的关系很小，但与温度的关系是确定的。而与温度关系很小的电压基准被证实在许多模拟电路中是必不可少的。值得注意的是，因为大多数工艺参数是随温度变化的，所以如果一个基准是与温度无关的，那么通常它也是与工艺无关的。采用Hspice软件进行仿真，仿真结果证明了基准源具有低温度系数和高电源抑制比。 关键词：CMOS集成电路；带隙基准；偏置；温度系数；仿真；工艺 综述 我们所使用的偏置电流和电流镜都隐含地假设可以得到一个“理想的”基准电流，如果忽略一些管子的沟道长度调制效应时电流就可以保持与电源电压无关。电压基准源是指在模拟电路或混合信号电路中用作电压基准的具有相对较高精度和稳定的参考电压源。它的温度稳定性以及抗噪性能影响着整个电路系统的精度和性能。 随着电路系统结构的进一步复杂化，对模拟电路基本模块，如A/D、D/A转换器、滤波器以及锁相环等电路提出了更高的精度和速度要求，这样也意味着系统对其中的电压基准源模块提出了更高的要求。另外，电压基准源是电压稳压器中的一个关键电路单元，它也是DC-DC转换器中不可缺少的组成部分；在各种要求较高精度的电压表、欧姆表、电流表等仪器中都需要电压基准源。 微电子技术不断发展，目前常用的集成电路工艺大体上可分为双极型/HBT、MESFET/HEMT、CMOS和BiCMOS四大类型。其中，双极型工艺是集成电路中最早成熟的工艺，CMOS工艺技术是在PMOS与NMOS工艺基础上发展起来的，已经逐渐发展成为当代VLSI（超大规模集成电路）工艺的主流工艺技术。双极型集成电路具有较快的器件速度，适合高速电路设计，但相对来说，器件功耗较大；而CMOS电路具有功耗低、器件面积小、集成密度大的优点，但是器件速度较低。BiCMOS技术增强了在CMOS技术提供的双极型晶体管的性能，这使其在模拟电路设计中具有潜力。由于CMOS工艺中“按比例缩小理论”的不断发展，器件尺寸按比例缩小使得CMOS电路的工作速度得到不断地提高，在模拟集成电路的设计中CMOS技术逐渐可以与双极型技术抗衡。近年来，模拟集成电路设计技术随着CMOS工艺技术以其得到飞速的发展，片上系统已经受到学术界及工业界广泛关注。由于SOC要求很高的集成度，而CMOS工艺的特点正好符合了这种需求，因此，用CMOS技术来设计电路越来越成为集成电路的发展趋势。 设计过程 1 电路结构设计 1.1 启动电路设计 为了避免基准源工作在不必要的零点上，我们设计了启动电路
带隙基准设计 A.指标设定 该带隙基准将用于给LDO提供基准电压，LDO的电源电压 变化范围为1.4V到3.3V，所以带隙基准的电源电压变化范围与 LDO的相同。LDO的PSR要受到带隙基准PSR的影响，故设计 的带隙基准要有高的PSR。由于LDO是用于给数字电路提供电源，所以对噪声要求不是很高。下表该带隙基准的指标。 电源电压1.4V~3.3V 输出电压0.4V 温度系数35ppm/℃ PSR@DC，@1MHz-80dB，-20dB 积分噪声电压（1Hz~100kHz）<1mV 功耗<25uA 线性调整率<0.01%
B.拓扑结构的选择 上图是传统结构的带隙基准，假设M 1~M尺寸相同，那么输 3 出电压为 R 2 V REF VlnNV BE T3 R 1 V是负温度系数，对温度求导数，得到公式（Razavi， BE Page313）： V BE3BE3(4)Tg/ VmVE TT q 其中， 3 m。如果输出电压为零温度系数，那么： 2 V REF V BE 3 TT k q lnN R 2 R 1 得到： kV BE(4m)V T E g/ R 3 2 lnN qRT 1 q 带入： R
2 V REF VlnNV BE T3 R 1 得到：
E g V REF(4m)V T q 在27°温度下，输出电压等于1.185V，小于电源电压1.4V，可这个电路并不能工作在1.4V电源电压下，因为对于带隙基准 里的运放来说，共模输入范围会受到电源电压限制，电源电压的最小值为： VDD min V BE VV 2GS_input_differential_pairover _drive_of_current_source 其中，V是三极管Q2的导通电压，V GS_input_differential_pair是运放差 BE2 分输入管对的栅源电压，V____是运放差分输入管对尾 overdriveofcurrentsource 电流源的过驱动电压。 对于微安级别的电流，可以认为： V GS V TH 这里将差分输入对的体和源级短接以减小失配，同时阈值电 压不会受到体效应的影响。假设差分对尾电流源的过驱动电压为 100mV，那么，电源电压的最小值为： VDD min V BE2V TH_input_differential_pair100mV 下表列出了smic.13工艺P33晶体管阈值电压和三极管的导通电压随Corner角和温度变化的情况： V-40°27°80° TH slow-826mV-755mV-699mV typical-730mV-660mV-604mV fast-637mV-567mV-510mV BJT的V-40°27°80° BE slow830mV720mV630mV typical840mV730mV640mV fast860mV750mV660mV 可以计算出在不同温度的Corner角下电源电压的最小值： VDD-40°27°80° min slow1.756V1.575V1.429V typical1.67V1.49V1.344V fast1.597V1.417V1.27V 可以看出，对于大部分情况，1.4V电源电压无法保证带隙基 准中运放的正常工作，所以必须改进电路结构，使其可以工作在 1.4V电源电压下。
2.3 带隙基准源的温度补偿方法 由上一章可知，带隙基准电压源的一阶补偿技术主要是通过一个与热电压成 比例的正温度系数电压VT 来抵消二极管基极-发射极电压VBE 的负温度系数。但是 VT 是温度T 的线性函数，VBE 是包含温度T 的高次项的复杂函数。文献[6]中对VBE 的温度特性进行了深入的分析，总结出VBE 的温度表达式为 其中G V 是硅的带隙电压，η是硅迁移率的温度常数，r T 是参考温度。由于 集电极电流I C 是与温度成正比的，因此一阶补偿的带隙基准电压V REF 可表示为： 调整参数K 可使V REF 的温度系数达到最小。而式中G V 的温度特性由文献[7]中的最精确模型给出： 其中a,b,c为根据经验在不同温度条件下给出的不同参数。由式（2-12）式（2-13）可知，V BE 是包含温度T 的高次项的复杂函数。因此，即使在一阶补偿下，基准电压仍会存在温度漂移现象，这是一阶补偿的固有现象，故在一定温度范围内采用一阶补偿不能达到所要求的温度系数范围，要获得高性能的带隙基准电压源，就必须使用各种曲率校正的方法来抑制V REF 的变化。近年来，为了在一阶补偿的基础上增加基准源的温度稳定性，产生了一些曲率校正的方法，例如文献[8]中提出了二阶温度补偿的方法、文献[9]中提出了V BE 线性化方法、文献[10]利用不同材料电阻的相异温度特性进行曲率校正、文献[11]中提出的指数温度补偿的方法等。下面将分别介绍这几种曲率校正的方法。 2.3.1 二阶曲率补偿 基准没有经过二阶曲率补偿是由于忽略了V BE的高阶项，实际上V BE跟温度的 关系式如式（2-14）所示： 其中，V G0是半导体材料在绝对零度时的带隙基准电压;q 是一个电子电荷;n 是工艺常数;k 是波尔兹曼常数;T 是绝对温度; I C 是集电极电流;V BE0是温度在T0 时基极-发射极电压。由此看见V BE 的高阶项并不为零，因此一阶补偿的基准并不能真正使得基准的输出电压与温度T 无关，而是一条近似的抛物线，温度对输出的影响一般在20 ~ 30×10?6 /℃右，幅度大约为3~5mV。这在对基准温度特性要求不高的应用中能够满足要求，但对于高精度要求的场合，就需要对该曲线进
低电压带隙基准电压源设计 基准电压是数模混合电路设计中一个不可缺少的参数，而带隙基准电压源又是产生这个电压的最广泛的解决方案。在大量手持设备应用的今天，低功耗的设计已成为现今电路设计的一大趋势。随着CMOS 工艺尺寸的下降，数字电路的功耗和面积会显著下降，但电源电压的下降对模拟电路的设计提出新的挑战。传统的带隙基准电压源结构不再适应电源电压的要求，所以，新的低电压设计方案应运而生。本文采用一种低电压带隙基准结构。在TSMC0．13μmCMOS工艺条件下完成，包括核心电路、运算放大器、偏置及启动电路的设计，并用Cadence Spectre对电路进行了仿真验证。 1 传统带隙基准电压源的工作原理 传统带隙基准电压源的工作原理是利用两个温度系数相抵消来产生一个零温度系数的直流电压。图1所示是传统的带隙基准电压源的核心部分的结构。其中双极型晶体管Q2的面积是Q1的n倍。 假设运算放大器的增益足够高，在忽略电路失调的情况下，其输入端的电平近似相等，则有： VBE1=VBE2+IR1 (1)
其中，VBE具有负温度系数，VT具有正温度系数，这样，通过调节n和R2/R1，就可以使Vref得到一个零温度系数的值。一般在室温下，有： 但在0．13μm的CMOS工艺下，低电压MOS管的供电电压在1．2 V左右，因此，传统的带隙基准电压源结构已不再适用。 2 低电源带隙基准电压源的工作原理 低电源电压下的带隙基准电压源的核心思想与传统结构的带隙基准相同，也是借助工艺参数随温度变化的特性来产生正负两种温度系数的电压，从而达到零温度系数的目的。图2所示是低电压下带隙基准电压源的核心部分电路，包括基准电压产生部分和启动电路部分。
华侨大学电子工程系
IC 工艺及版图设计
课程实验（六）
模拟电路单元版图布局（1） 基准电流源
华侨大学厦门专用集成电路系统重点实验室 -2010-
IC 工艺及版图设计课程实验六
模拟电路单元版图布局-基准电流源
一、实验目的
1.掌握使用 Cadence Virtuoso XL 版图编辑软件进行模拟 IC 版图布局设计 2.掌握基准电流源电路版图布局 3.通过实验掌握最低精度度匹配（以下简称低度匹配）MOSFET 的布局方法
二、实验软件：
Cadence IC 5141 Virtuoso Layout XL
三、实验要求：
实验前请做好预习工作，实验后请做好练习，较熟练地使用 Virtuoso 软件对版图进行布局 设计，通过实验逐渐掌握低度匹配 MOSFET 的布局方法。 IC 工艺及版图设计课程实验六 教学任务 模拟电路单元版图布局①基准电流源 学时 2 专业能力： 教学目标 1.熟练掌握版图编辑软件的使用 2.掌握低度匹配 MOSFET 的布局方法 3.掌握基准电流源电路的布局 教学内容 重点 难点 1. 低度匹配 MOSFET 布局 2. 基准电流源电路版图布局设计 低度匹配 MOSFET 版图布局 低度匹配 MOSFET 版图布局
华侨大学电子工程系（The Department of Electronic Engineering Huaqiao University）1 华侨大学厦门专用集成电路系统重点实验室
第一部分 实验演示部分
集成电路版图设计是一门技术，它需要设计者具有电路系统原理与工艺制造方面的基础 知识。但是它更需要设计者的创造性、空间想象力和耐性，需要设计者长期工作的经验和知 识的积累。然而集成电路版图设计不仅仅是一门技术，还是一门艺术。设计出一套符合设计 规则的“正确”版图也许并不困难，但是要设计出最大程度体现高性能、低功耗、低成本、 性能可靠的芯片版图却不是一朝一夕就能学会的事情。 在设计 CMOS 芯片时，主要的目标是优化芯片尺寸和提高密集度。在模拟设计中，主要的 目标不再是优化芯片尺寸，而是优化电路的性能、匹配程度、速度和各种方面的问题。例如。 布线尺寸是否满足电流密度的要求？寄生效应是否太高？匹配技术是否恰当。当然，面积在 某种程度上仍然是一个问题，但不再是压倒一切的问题，记住在模拟版图设计中，性能比尺 寸更重要。 在前两次实验中我们已经掌握了数字单元模块电路的布局方法，从本次实验开始我们将 用 4 次实验的时间来练习模拟电路单元版图的布局方法。如前面所说，匹配是模拟 IC 版图设 计中经常要考虑的问题，本次实验将通过基准电流源电路版图的布局练习，掌握低度匹配晶 体管布局的方法。 为了试验顺利进行请先在 Layout Editing 视窗中选择 Options-Display…查看显示分辨 率是否是 0.1（或 0.05） 。 本次实验中有关电流源的知识可以参考《微电子器件与电路》课件中模拟集成电路部分 第五章-基准电压源和电流源。
华侨大学电子工程系（The Department of Electronic Engineering Huaqiao University）2 华侨大学厦门专用集成电路系统重点实验室
带隙电压基准源的设计与分析 摘要介绍了基准源的发展和基本工作原理以及目前较常用的带隙基准源电路结构。设计了一种基于Banba结构的基准源电路，重点对自启动电路及放大电路部分进行了分析，得到并分析了输出电压与温度的关系。文中对带隙电压基准源的设计与分析，可以为电压基准源相关的设计人员提供参考。可以为串联型稳压电路、A／D和D／A转化器提供基准电压，也是大多数传感器的稳压供电电源或激励源。 基准源广泛应用于各种模拟集成电路、数模混合信号集成电路和系统集成芯片中，其精度和稳定性直接决定整个系统的精度。在模／数转换器(ADC)、数／模转换器(DAC)、动态存储器(DRAM)等集成电路设计中，低温度系数、高电源抑制比(PSRR)的基准源设计十分关键。 在集成电路工艺发展早期，基准源主要采用齐纳基准源实现，如图1(a)所示。它利用了齐纳二极管被反向击穿时两端的电压。由于半导体表面的沾污等封装原因，齐纳二极管噪声严重且不稳定。之后人们把齐纳结移动到表面以下，支撑掩埋型齐纳基准源，噪声和稳定性有较大改观，如图1(b)所示。其缺点：首先齐纳二极管正常工作电压在6～8 V，不能应用于低电压电路；并且高精度的齐纳二极管对工艺要求严格、造价相对较高。 1971年，Widlar首次提出带隙基准结构。它利用VBE的正温度系数和△VBE的负温度系数特性，两者相加可得零温度系数。相比齐纳基准源，Widlar型带隙基准源具有更低的输出电压，更小的噪声，更好的稳定性。接下来的1973年和1974年，Kujik和Brokaw分别提出了改进带隙基准结构。新的结构中将运算放大器用于电压钳位，提高了基准输出电压的精度。 以上经典结构奠定了带隙基准理论的基础。文中介绍带隙基准源的基本原理及其基本结构，设计了一种基于Banba结构的带隙基准源，相对于Banba结构，增加了自启动电路模块及放大电路模块，使其可以自动进入正常工作状态并增加其稳定性。 1 带隙基准源工作原理 由于带隙电压基准源能够实现高电源抑制比和低温度系数，是目前各种基准电压源电路中性能最佳的基准源电路。 为得到与温度无关的电压源，其基本思路是将具有负温度系数的双极晶体管的基极-发射极电压VBE与具有正温度系数的双极晶体管VBE的差值△VBE以不同权重相加，使△VBE 的温度系数刚好抵消VBE的温度系数，得到一个与温度无关的基准电压。图2为一个基本的CMOS带隙基准源结构电路。
CMOS基准电流源设计 摘要 基准源是在电路系统中为其它功能模块提供高精度的电压基准，或由其转化为高精度电流基准，为其它功能模块提供精确、稳定的偏置的电路。它是模拟集成电路和混合集成电路中非常重要的模块。基准源输出的基准信号稳定，与电源电压、温度以及工艺的变化无关。 带隙基准源是集成电路中的重要单元，输出不随温度、电源电压变化的基准电压或电流。简单介绍了CMOS带隙基准源的基本工作原理；指出了限制其性能的主要因素；分析了低电源电压、低功耗、高精度和高PSRR四种类型的CMOS带隙基准源。 一款是应用于DAC的带隙基准电路。该基准电路的核心采用了PNP 晶体管串联来减小运放失调，运放采用的是具有高输入摆幅的折叠式共源共栅结构，偏置电路采用了低压共源共栅电流镜和自偏置低压共源共栅电流镜等结构来为整个基准电路提供偏置。本文基于SMIC 0.35μm工艺模型库，采用Hspice仿真工具对该基准电路进行仿真，仿真结果为：温度扫描从-40℃到100℃,基准源的温度系数为15.7ppm/℃；电源抑制比在1kHz时为75dB, 10kHz时仍有58dB。仿真结果表明，该基准电路完全能在DAC 系统中正常工作。 关键词CMOS基准电流源；低功耗；温度系数
Research of CMOS Bangap Reference Source Abstract A voltage reference source provides high-precision voltage reference for other functional modules in the circuit system, or high-precision current reference can transformed from it. It is a very important module in the analog integrated circuits and mixed-signal integrated circuits design. The output signal of the voltage reference is stable,and it is independent of supply voltage, temperature and process. Bandgap reference source is an important unit in integrated circuits, which supplied reference voltage or current independent of temperature and supply voltage. The principle of CMOS bandgap reference source was described, and the design challenge was pointed out. Finally, CMOS bandgap reference sources with low supply voltage, low power, high precision and high PSRR were analyzed, respectively. The bandgap reference is used in the DAC. The core of the reference circuit used PNP transistors in series to reduce amplifier offset, and the amplifier used the folded cascode structure to get high input swing, and the bias circuit used the low-voltage cascode current mirror structure and the self-biased low-voltage cascode current mirror structure to bias the entire reference circuit. In the thesis, we simulated the reference circuit by using the Hspice simulation tool based on the SMIC 0.35μm process. The simulation results are that the temperature coefficient of the references is 15.7 ppm/℃when temperature scaned from -40℃to 100℃,and the power supply rejection ratio is 75 dB at 1kHz and there is still 58 dB at 10 kHz. The simulation results showed that the reference
电压源与电流源（理想电流源与理想电压源）的串、并、和混联 1. 电压源的串联，如图2-1-7所示： 计算公式为： u s ＝u s1＋u s2+u s3 2. 电压源的并联，如图2-1-8所示：只有电压源的电压相等时才成立。 12==s s s u u u 3. 电流源的串联，如图2-1-9所示： 只有电流源的电流相等时才成立。 12 s s s i i i == 4. 电流源的并联，如图2-1-10所示：公式为：12s s s I I I =+ 5. 电流源和电压源的串联，如图2-1-11所示： u s1 u s2 u s3u s I 图2-1-7 电压源串联 图2-1-8 电压源并联 u I I 图2-1-9 电流源串联
6. 电流源和电压源的并联，如图2-1-12所示： 实际电源模型及相互转换 我们曾经讨论过的电压源、电流源是理想的、实际上是不存在的。那实际电源是什么样的呢？下面我门作具体讨论。 1. 实际电压源模型 实际电压源与理想电压源的区别在于有无内阻R s 。我们可以用一个理想电压源串一个内阻Rs 的形式来表示实际电压源模型。如图2-1-13所示 u s1 u s2 I s3 Is3 I I 图2-1-11 电流源和电压源串联 u I I I 图2-1-12 电流源和电压源的并联 a b R s U a b I U （ａ）实际电源 （ｂ）实际电压源模型
依照图中U 和I 的参考方向 得 S S U U R I =- （2-1-5） 由式（2-1-5）得到图2-1-13（c ）实际电压源模型的伏安关系。该模型用U S 和R s 两个参数来表征。其中U S 为电源的开路U oc 。从式（2-1-5）可知，电源的内阻R s 越小，实际电压源就越接近理想电压源，即U 越接近U S 。 2. 实际电流源模型 实际电流源与理想电流源的差别也在于有无内阻R s ，我们也可以用一个理想电流源并一个内阻R s 的形式来表示实际的电流源，即实际电流源模型。如图2-1-14所示： 若实际的电流源与外电阻相接后如图2-1-14（b ）可得外电流 U I Is R s =- （2-1-6） Is ：电源产生的定值电流 U R s ：内阻R s 上分走的电流 由式（2-1-6）可得：实际电流源模型的伏安特性曲线，又知端电压U 越高，则内阻分流越大，输出的电流越小。显然实际电流源的短路电流等于定值电流Is 。因此，实际电源可由它们短路电流sc s I I =以及内阻R s 这两个参数来表征。由上式可知，实际电源的内阻越大，内部分流作用越小，实际电流源就越接近于理想电流源，即I 接近I s 。 3. 实际电压源与实际电流源的互换 依据等效电路的概念，以上两种模型可以等效互换。对外电路来说，任何一个有内阻的电源都可以用电压源或电流源表示。因此只要实际电源对外电路的影响相同，我们就认为两种实际电源等效。对外电路的影响表现在外电压和外电流上。换句话说，两种模型要等效，它们的伏安特性就要完全相同。下面以实际电压源转换成实际电流源为例说明其等效原理。 U I I I s I U （ａ）电流源模型 （ｂ）与外电阻相接 （ｃ）电流源模型的伏安特性 图2-1-14实际电流源模型
论文题目：带隙基准源电路与版图设计 摘要 基准电压源具有相对较高的精度和稳定度，它的温度稳定性以及抗噪性能影响着整个系统的精度和性能。模拟电路使用基准源，或者是为了得到与电源无关的偏置，或者为了得到与温度无关的偏置，其性能好坏直接影响电路的性能稳定，可见基准源是子电路不可或缺的一部分，因此性能优良的基准源是一切电子系统设计最基本和最关键的要求之一，而集成电路版图是为了实现集成电路设计的输出。本文的主要目的是用BiCMOS工艺设计出基准源电路的版图并对其进行验证。 本文首先介绍了基准电压源的背景发展趋势及研究意义，然后简单介绍了基准电压源电路的结构及工作原理。接着主要介绍了版图的设计，验证工具及对设计的版图进行验证。 本设计采用40V的0.5u BiCMOS工艺库设计并绘制版图。仿真结果表明，设计的基准电压源温度变化为-40℃~~85℃，输出电压为2.5V及1.25V。最后对用Diva 验证工具对版图进行了DRC和LVS验证，并通过验证，表明本次设计的版图符合要求。 关键字：BiCMOS，基准电压源，温度系数，版图 I
Subject: Research and Layout Design Of Bandgap Reference Specialty: Microelectronics Name: Zhong Ting (Signature)＿＿＿＿Instructor: Liu Shulin (Signature)＿＿＿＿ ABSTRACT The reference voltage source with relatively high precision and stability, temperature stability and noise immunity affect the accuracy and performance of the entire system. Analog circuit using the reference source, or in order to get the bias has nothing to do with power, or in order to be independent of temperature, bias, and its performance directly affects the performance and stability of the circuit shows that the reference source is an integral part of the sub-circuit, excellent reference source is the design of all electronic systems the most basic and critical requirements of one of the IC layout in order to achieve the output of integrated circuit design. The main purpose of this paper is the territory of the reference circuit and BiCMOS process to be verified. This paper first introduces the background of the trends and significance of the reference voltage source, and then briefly introduced the structure and working principle of the voltage reference circuit. Then introduces the layout design and verification tools to verify the design of the territory. This design uses a 40V 0.5u BiCMOS process database design and draw the layout.The simulation results show that the design of voltage reference temperature of -40 ° C ~ ~ 85 ° C, the output voltage of 2.5V and 1.25V. Finally, the Diva verification tool on the territory of the DRC and LVS verification, and validated, show that the territory of the design meet the requirements. Keywords: BiCMOS，band gap , temperature coefficient, layout II
带隙基准源 基本指标：共模抑制比（高）；开环增益（）；失调电压（低）；压摆率（）；随温度变化率/系数（低）；温漂（低）；功耗（低）；相位裕度，理想相位裕度60°； 温度系数TC(temperature coefficient)：指温度变化引起的输出电压的变化，一般用ppm/℃来表示。温度系数反映基准源在整个工作温度范围内输出电压最大值与最小值相对正常输出时的变化，对于一阶补偿的带隙基准源电路而言，温度系数一般在几十ppm/℃，经过二阶或高阶的非线性补偿的电路，温度系数可以达到几个ppm/℃以下。目前常用的高阶温度补偿技术包括：二阶曲线补偿技术[10]，指数曲线补偿技术，线形化V BE的技术[11]，基于电阻比值的温度系数的曲线补偿方法等。 线性调整率：用来描述直流情况下电源电压波动对基准电压的影响程度。调整率越小，基准输出电压越稳定。它是基准电压的直流特性参数，与瞬时状态无关。 电源抑制比：表示电源电压在小信号情况下的变化量与基准的变化量之比。亦即等于差分放大倍数与由于Vdd变化引起的放大倍数之比，表达式为A V （Vdd=0）/A V dd（Vin=0），它是基准电压的交流特性参数。 噪声：基准输出电压中的噪声通常包括宽带热噪声和窄带l / f 噪声。宽带噪声可以应用RC滤波器等电路有效的过滤清除。而l / f 噪声是基准源内在固有的噪声，不能被滤除，一般在0.1到10Hz范围内发挥作用。对高精度系统，低频的l / f 噪声的影响是一个重要的参数。 建立时间：指电源上电后，基准源输出达到正常值所需的时间。
表4-1电压基准源设计指标 设计指标描述最小值典型值最大值单位工作温度-40 27 85 ℃工作电压 4.5 5 5.5 V 输出电压 1.24/2.48 1.25/2.50 1.26/2.52 V 输出电流 2 mA 温度系数30 ppm/℃电源纹波抑制比(2MHz) -20 -30 -50 dB 采用自举输入还有以下优点:1)消除了Q1和Q2管的厄尔利效应不对称对K CMR的影响,同时,Q1,2的基极电压和Q5,6的基极电压将随输入共模电压变化,形成共模反馈,所以,K CMR得以大大提高;2)V CB1,2≈0,能有效地消除集-基反向漏电流I CBO对I B的有害干扰;3)由于基极电流很小,所以,该电路有很高的输入阻抗。
实验一 电压源与电流源的等效变换 一、实验目的 1． 掌握电源外特性的测试方法； 2． 验证电压源与电流源等效变换的条件。 二、原理说明 1． 一个直流稳压电源在一定的电流范围内，具有很小的内阻，故在实用中，常将它视为一个 理想电压源，即输出电压不随负载电流而变，其外特性，即伏安特性)(i f u =是一条平行于i 轴的直线；同理，一个恒流源在实用中，在一定的电压范围内，可视为一个理想的电流源。 2． 一个实际的电压源（或电流源），其端电压（或输出电流）不可能不随负载而变，因它具 有一定的内阻值，故在实验中，用一个小阻值的电阻（或大阻值的电阻）与稳压源（或恒流源）相串联（或并联）来模拟一个实际的电压源（或电流源）的情况。 3． 一个实际的电源，就其外部特性而言，既可以看成是一个电压源，又可以看成是一个电流 源，若视为电压源，则可以用一个理想电压源S E 与一个电阻O R 相串联的组合来表示；若视为电流源，则可用一个理想电流源s I 与一个电阻O R 相并联的组合来表示。若它们向同样大小的负载提供出同样大小的电流和端电压，则这两个电源针对外电路而言是等效的，即具有相同的外特性。 一个电压源与一个电流源等效变换的条件为O S s R E I /=或O S S R I E =如图1-1所示： 图1-1 电压源与电流源的等效变换条件 三、实验设备 1． 电源：恒压源、恒流源 2． 负载：可调变阻器、定值电阻若干（EEL-23组件） 3． 测量仪表：直流电压表、直流毫安表
四、实验步骤 1． 测定理想电压源与实际电压源外特性 （1） 理想电压源（恒压源）（0-20V/0-200mA ） 按图1-2接线，S E 为＋6V 的恒压源，调节变阻器2R 令其阻值由大到小变化，记录电压表及电流表两表读数填入表1-1： 表1-1 理想电压源特性数据表格 图1-2 测定理想电压源的外特性 图1-3 测定实际电压源的外特性 （2） 实际电压源（恒压源串联一内阻）（0-20V/0-200mA ） 按图1-3接线，虚线框可模拟为一个实际电压源，调节变阻器2R ，令其阻值由大到小变化，读两表数据并填入表1-2： 表1-1 实际电压源特性数据表格 2．测定理想电流源与实际电流源外特性(0-20V/0-20mA) 理想电流源（恒流源）和实际电流源（恒流源并联一内阻） 按图1-4接线，s I 为直流恒流源，调节其输出为5mA ，令O R 阻值分别等于∞和Ωk 1，调节变阻器2R ，测出这两种情况下的电压表及电流表读数。填入表1-3和1-4。 图1-4 测定电流源外特性