基于DSP2812的半桥功率因数校正技术的研究
孙丽娜陈新陈杰
南京航空航天大学自动化学院，南京210016
1) Email：linababy_s@https://www.doczj.com/doc/3415804185.html,2) Email：cpes_ac@https://www.doczj.com/doc/3415804185.html,
摘要对具有高功率因数的单相半桥升压变换器进行了研究，该变换器具有单位功率因数、能量双向流动、高效率等优点。分别对采用数模混合控制的恒定迟滞环宽电流控制技术和全数字控制的平均电流法进行了研究，采用了半周期控制，一方面可以消除开关死区，另一方面可以减小开关损耗和驱动损耗，进一步提高了效率。本文分析了半桥PFC的工作模式，研究了数模混合和全数字控制控制策略，分析了数字PI算法，设计了1kW实验样机完成实验验证。
关键词功率因数校正，数字控制，滞环控制，数字PI
A Research on Three-phase Power Factor Correction with DSP2812
SUN Li-na, CHEN Xin CHEN Jie
（Nanjing University of Aeronautics and Astronautics , Nanjing 210016,China）Abstract: A single-phase high-efficiency half-bridge boost converter circuit is presented with detailed analysis. This converter is capable of operating under near unity PF and energy regeneration. Analysis and design considerations for the power circuit using the half-cycle fixed-band hysteresis current control (HCC) technique and full-digital control are provided. The advantage is eliminating dead time and improve the efficiency. The principle of half-bridge PFC circuit is analyzed in detail and control methods are presented. The analytical results are verified through a 1kW prototype is designed to realize experimental work.
Keywords: Power factor correction; digital control; hysteresis control; digital PI
1．引言
随着大容量的电力电子装置在电网中运行数量的增加，注入电网的谐波污染越来越大，这种严重谐波污染导致低功率因数，使电能的有效利用率降低。为了达到节约能源、降低成本、减少污染的目的，越来越多的电气设备对电能的品质提出了新的要求。
目前解决电网污染的途径主要有两条：一是在电网侧对已经产生的谐波和无功功率进行补偿；二是通过对产生谐波的电力电子装置本身进行改造，使装置的输入正弦电压和电流同相位，不产生谐波也不消耗无功功率。这种方法实质就是对电力电子装置进行功率因数校正，使其输入为单位功率因数，甚至能量可以双向流动，真正实现绿色电能转换，因而备受关注。
目前应用较多的是两级功率因数校正电路，采用PFC与DC/DC变换电路相串联的形式。尽管其能够获得很好的性能，但是体积大、成本高，电路比较复杂。因此，本文研究的半桥Boost单级PFC整流电路，与普通的两级式PFC DC/DC变换器相比，单级PFC变换器把PFC级和DC/DC变换级结合在一起，公用一个开关元件和控制系统，使其控制简单，成本低。而且，此电路具有单位功率因数校正、输入电流谐波小、输出电压恒定、能量双向流动、体积小重量轻等优点。2．工作原理分析
图1所示的为半桥PFC整流器主电路，由输入电源Vin，升压电感La，功率开关管S1、S2，输出滤波电容C1、C2以及负载R1组成。
开关管是半周期工作方式，在输入电流的负半周，S2、D1组成的桥臂工作，在输入电流的正半周，S1、D2组成的桥臂工作。
O
V in
V
图1半桥PFC主电路
模态1：参见图2（a ），输入电流负半周，开关管S 2导通，电感La 两端的电压为V La =Vin+Vc ，电感电流i La 线性增加。
模态2：参见图2（b ），开关管S2关断，电感电流i La 由D1续流，电感La 上的电压等于V La =Vin-Vc ，由于
in
c V V >，因此电感电流线性下降。
模态3：参见图2（c ），输入电流正半周，开关管S1导通，电感La 两端承受的电压等于V La =Vin-Vc ，电感电流i La 反方向线性上升。
模态4：参见图2（d ），开关管S1关断，电感电流i La 由D2续流，电感L2两端承受的电压等于V La =Vc+Vin ，由于
in
c V V >，因此电感电流线性下降。
(a)模态1，输入电流正半周，S 2导通
O
V in
V
(b)模态2，输入电流正半周，D 1续流
O
V in
V
(c)模态3输入电流负半周，S 1导通
O
V in
V
(d)模态4、输入电流负半周，D 2续流
图2 工作模态图
v 12
S
图3 电压电流双闭环控制框图
3．控制方法
实验中的控制系统采用电压电流双闭环控制，控制框图如图3所示，电压环采用数字PI 调节器使输出电压跟踪给定值，保持输出电压恒定；电流环采样电感
电流，迫使电感电流跟踪电流基准，使输入电流正弦化，减小电流谐波，功率因数接近1。
功率因数校正的基本思想是控制整流器的输入电流跟踪输入正弦电压。其控制方式可分为直接电流控制和间接电流控制。间接电流控制指控制输入电感端电压的幅值和相位，这个正弦电压使得电感电流与输入电压同相，因此称为幅值相位控制。其控制电路简单，但其稳定性差以及存在直流偏移等缺点。目前用得最多的是直接电流控制，用输入电流与参考电流比较，再用输出的电流误差控制开关动作。直接电流型控制分为：①峰值电流控制，次谐波振荡问题在功率
因数校正上更为严重，用得较少。②滞环电流控制，电流波形为纯正弦，属变频控制。③平均电流控制，实现简单，属定频控制。本文对滞环电流控制和平均电流控制进行了研究。
3.1 数模混合控制策略——恒定迟滞环宽电流控制
技术
恒定迟滞环宽电流控制原理图如图4所示，其工作原理为：采样输出电压，经过电压比较器作为电流环的幅值给定，采样输入电压的频率和相位作为电流环的幅值和相位给定，采样输入电流经过滞环比较得到开关管的驱动信号，控制开关管，是输出电压稳定，输入电流跟踪输入电压，实现PFC 功能，且效率高，
滞环电流控制的工作原理如图5所示，当输入电
感采样电流与电流基准相比较得到的电流误差信号
a
i 大于正环宽+h 时，滞环比较器输出低电平，控制开关管使电感电流下降；而当
a i 低于负环宽-h 时，滞环比
较器输出高电平，控制相应的开关管使电感电流上升，这样总保持a i
在正负环宽（±h ）内。
功率开关的截止时间或开通时刻，不是由但稳态触发器设置的恒定低电平时间或恒频时钟脉冲的到来时刻决定的，而是由迟滞比较器设置的恒定迟滞环宽2h 决定的。开关频率由输入电压、输出电压、电感La 和迟滞环宽2h 等决定，每个开关周期内，功率开关的导
v in
图4 滞环电流控制原理图
滞环电流控制策略具有电路实现简单、动态响应
快、自动限流能力等优点,因此得到了广泛的应用。 3.2 全数字控制策略——平均电流控制技术
全数字控制的总框图如图6所示，方框内为DSP 内部，电压环采用数字PI 调节器，采样输出电压与给定参考电压Vref 的差输入数字PI 调节器，调节器的输出Vvo ，做为电流基准的幅值。采样输入电压的频率和相位通过锁相技术得到与输入电压同频同相的正弦信号Vsin ，将正选信号Vsin 与电压误差放大器的输出信号Vvo 相乘输出作为电流给定值i La 。将电流基准信号i ref 与电感电流i La 的检测值一起送入送入电流误差放大器，电流误差放大器的输出与三角波比较产生开关管的PWM 驱动信号，经功率放大后驱动开关管工作。驱动信号控制开关管的通、断，使i La 跟踪给定值i ref ，而且输入电流即电感电流的波形与交流电网电压
波形同相，电网电流中的谐波大为减少，输入功率因数接近于1，同时功率因数校正器中的电压外环反馈控制又能保证输出电压V o 恒定。
图6 全数字控制总框图
全数字控制采用SPWM 控制方案，如图7、8所示，其工作原理为：电流误差放大器的输出的正弦信号作为参考波送入DSP 比较单元寄存器，采用中心对齐方式，PWM 计数器先从零递增计数，到达计数模值寄存器设定值后变为递减计数，减到零后再改为递增计数，如此周而复始。当PWM 计数器的值低于计数值寄存器时，PWM 通道输出为高电平（逻辑1）；当计数器高于计数值寄存器时，输出为低电平（逻辑0），从而产生1个PWM 输出信号。
通道
通道
计计数寄存
图7 PWM 控制策略
图8 SPWM 控制方案及占空比波形
3.3 数字PI 算法分析及软件流程
采用数字PI 调节器能够方便地调节PI 参数，比模拟PI 调节简单，且精度高，范围大。
本文采用抑制积分饱和的PI 算法：
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1()()(n U U e e K n e K n I n I n I n e K n U s pi pi sat i n n n p ?=?+?+?=?+?= 其中，
max max min min ()()s s U n U U U U n U U U ≥=≤=当时，；
当时，
；
否则，
)(n U U s =
式中，Us 表示抑制积分饱和PI 算法的输出，U(n)表示本次的PI 调节器的计算结果，Kp 表示比例调节系数，Ki 表示积分系数，Ki=Kp ×T/TI ，Ksat 表示抗饱和系数，TI 为积分常数，T 为中断周期。In(n)为本次积分累加和，Umax 、Umin 分别表示PI 调节器输出的最大值和最小值，用户可以根据控制量的特性，确定PI 调节器输出的最大值和最小值，例如，当控制对象为占空比时，Umax 和Umin 的值可分别设置为1和0。流程图如图5所示。使用这种PI 算法，可以将调节器的输出限定在所需要的范围内，保证当计算出现错误时也不会使控制量出现不允许的数值。
min U (n U
图9 抑制积分饱和的PI 算法
3.4 半周期控制
由于半桥Boost 变换器上下桥臂的开关管是半周期工作方式，所以我们控制上也采用半周期控制。将电流基准信号iref 验经过过零比较器得到正负半周的控制逻辑信号，与PWM 信号相与，得到正负半周的控制信号。这种控制方式保证了任意时刻只有一个功率器件处于开通状态，且PWM 信号不需要设置死区时间，减少了死区对系统的影响，提高了效率，及系统的稳定性。
4．实验结果
为了验证数模混合控制和全数字控制半桥PFC 电路的工作原理，基于TMS320F2812 DSP 的控制平台对半桥功率因数校正电路进行实验验证，制作了一台1kW 的原理样机。实验参数如下：输入电压220V/50Hz ，输入电压变化范围为±15%；输出电压720VDC ；额定输出功率1kW ；输入电感3mH ，输出滤波电容2200μF/450V 。样机功率开关管采用富士6MBP25RA120 IPM 。
图10所示给出了恒定迟滞环宽电流控制满载时输入电压、输入电感电流以及桥臂两个开关管的驱动的仿真波形。可见，输入电流很好地跟踪了输入电压，实现高功率因数和高变换效率。由驱动波形可知，两个开关管工作于半周期状态。
图11所示为全数字SPWM 控制满载时输入电压、输入电感电流的波形。图12是输入电压、输入电感电流以及桥臂两个开关管的驱动的放大图。可见，输入电流很好地跟踪了输入电压，实现高功率因数和高变换效率。由驱动波形可知，两个开关管工作于半周期状态。
由于示波器的存储带宽问题造成了驱动波形有一段空白处，实际与分析完全一致的。实验证明这两种方法，输入电流很好地跟踪了输入电压，实现高功率因数和高变换效率。
图13为数模混合滞环电流控制和全数字SPWM 控制的效率比较，可见全数字SPWM 保持了滞环控制
的高效率的特点，由于滞环的开关频率低，所以开关
损耗低，效率高。
图14为数模混合滞环电流控制和全数字SPWM 控制的PF 值的比较，可见全数字SPWM 的PF 值比数模混合滞环电流控制高，因为全数字控制SPWM 控制开关频率高，电流纹波小，电流的正弦度好。
图10 滞环电流控制满载时输入电压、电流和驱动波形
t ：[ 5ms/格 ]
通道1：[ 400V/格 ] 输入电压
通道2：[10A/格] 输入电流
图11 全数字控制满载时输入电压、电流波
形
图12滞环电流控制满载时输入电压、电流和驱动波形
(a)输入电压变化时
(b)负载变化时 图13 效率对比图
(a)输入电压变化时
(b)负载变化时 图14 PF 值对比图
参考文献：
[1] Ramaesh Srinivasan,Ramesh oruganti ，A Unity Power Factor Converter Using Half-Bridge Boost Topology[J].Power Eledtronics,IEEE Transactions on, V olume 13,Issue 3,May 1998 Page(s):487-500
[2]张喻，基于半桥PWM 整流器的PFC 研究[D].南京，南京航空航天大学，2007年
[3] Yu-Kang LO, Sheng-Yuan OU, Shang-Chin YEN, The Analysis and Elimination of V oltage Imbalance between the Split Capacitors in Half-Bridge Boost Rectifiers[J]. Industrial Electronics, IEEE International Symposium, May 2002, V ol.3: 728~730
[4]徐科军，张瀚，陈智渊，TMS320X281x DSP原理与应用[M].北京，北京航空航天大学出版社，2006年
作者简介：
孙丽娜（1983-）：女，南京航空航天大学硕士研究生，研究方向为功率电子变换，主要研究功率因数变换，数字控制技术。