开关电源的设计与制作
第一章开关电源概述
一. 什么是开关电源(Switching Power Supply)
所谓开关电源是指以高频变压器取代工频变压器,采用脉冲调制技术的直流直流变换器型稳压电源.
开关晶体管,开关二级管和开关变压器是组成开关电源的三个关键组件.
二. 隔离式高频开关电源.
图示说明:1)交流线路电压无论是来自电纲的,还是经过变压器降压的,首先要经过电纲滤波,以消除电磁干扰和射频干扰;
2)经电纲滤波后的电流首先要经过整流,滤波电路变成含有一定脉动电压成分的直流电压,然后进入高频变换部分;
3)高频变换器具有多种形式,主要分为半桥式,全桥式,推挽式,单端正激式,单端反激式等;
高频变换部分的核心是一个高频功率开关组件,比如开关晶体管,场效应管(MOSFET)等组件,高频变换器产生高频(20KHZ以上)高压方波,所得到的高压方波送给高频隔离变压器的初级,在变压器的次级感应出的电压被整流,滤波后就产生了低压直流.
4)脉冲宽度调制器(P WM)主要用于调节输出电压,使得在输入交流和输出直流负载发生变化时,输出电压能保持稳定,运作过程是P WM电路通过输出电压采样,并把采样的结果回馈给控制电路,控
制电路把它与基准电压作比较,根据比较结果来控制高频功率开关组件的开关时间比例(占空比),达到调整输出电压的目的.
(注:控制电路还有调频方式的)
5)为了使整个电路安全可靠地工作,必须设置过压,过流保护电路等辅助电路.
三.开关电源常用术语.
1.效率(efficiency):电源的输出功率与输入功率的百分比(测量条件为满负载,输入交流电压为标准
值)
2.ESR: 等效串联电阻,它表示电解电容呈现的电阻值的总和. ESR值越低的电容,性能越好.
3.输出电压保持时间: 在开关电源的输入电压撤离后,依然保持其额定输出电压的时间;
4.启动浪涌电流限制电路: 属保护电路,它对电源启动时产生的尖峰电流起限制作用.
5.隔离电压: 电源电路中的任何一部分与电源基板地之间的最大电压.或者能够加在开关电源的输
入端与输出端之间的最大直流电压.
6.线性调整率: 输出电压随输入线性电压在指定范转内变化的百分率,条件是线电压和环境温度保
持不变.
7.负载调整率: 输出电压随负载在指定范围内变化的百分率,条件是线电压和环境温度保持不变.
8.噪音和纹波: 附加在直流输出信号上的交流电压和高频兴峰信号的峰值.通常是以mV度量.
9.隔离式开关电源: 一般指高频开关电源,它从输入的交流电源直接进行整流和滤波,不使用低频隔
离变压器.
10.输出瞬态响应时间: 从输出负载电流产生变化开始,经过整个电路的调节作用,到输出电压恢复
额定值所需要的时间.
11.超载或过流保护: 防因负载过重,使电流超过原设计的额定值而造成电源损坏的电路.
12.远程检测: 为了补赏电源输出的电压降,直接从负载上检测输出电压的方法.
13.软启动: 在系流启动时,一种延长开关波形的工作周期的方法,工作周期是从零到它的正常工作
点所用的时间.
14.电磁干扰无线频率干扰(EMI一RFI):
那些由开关电源的开关组件引起的,不希望传输和发射的高频能量频谱.
15.快速短路保护电路:一种用于电源输出端的保护电路,当出现过压现象时,保护电路启动,将电源
输出端电压快速短路.
16.占空比:在高频开关电源中,开关组件的导通时间和变换器的工作周期之比.
即:δ=Ton /Τ(T= Ton+Toff)
开关电源的设计与制作
第二章输入电路
一.电压倍压整流技术
世界范围内的交流输入电压,通常是交流90~130V和180~260V的范围,为了适应不同电源输入环境的需要,实现两种输入电源的转换,要利用倍压整流技术.如下图2一1所示.
2一15可用于110V和220V交流的开关电源输入电路
电路工作过程为:
1)当开关S1闭合时,电路在115V交流输入电压下工作,在交流电的正半周,通过二极管VD1和电
容器C1被充电到交流电压的峰值,即115×1.4=160V,在交流电的负半周,电容器C2通过二极管VD4也被充电到160V, 这样,电路输出的直流电压应该是电容器C1和C2上充电电压之和(160+160V=320V) 注意:不同的用电环境电压选择开关位置一定要选择正确.否则,会导致直流变换器中的开关功率管损坏,或因为输入电压太低而使开关电源进入欠压输入自动保护状态.
二.抗电磁干扰和射频干扰电路考虑输入滤波电路(电纲滤波)
1.开关电源的设计,生产,一定要将其辐射和传导干扰降低到可接受的程度.在美国,权威的指导性档是F CCD ocket20780,在国际上,德国的Verband Deutscher Elektronotechniker(VDE)安全标准则得到了广泛的采用.
2.开关电源中的RFI产生源:
开关噪声的主要来源是开关晶体管,主回路整流器,输出二极管,晶体三极管的保护二极管以及控制单元本身.
反激式变换器,由于设计的原因,其输入电流波形呈现三角形,较之输入波形为矩形的变换器,如正激式,桥式变换器等将产生较少的传导RFI噪声.
(付里叶分析表明,一个三角形电流波形的高频谐波幅度是以40dB每倍频程进行跌落的,而对一个差
不多的矩形电流波形,则只呈现20dB 每倍频程的跌落)
3. 交流输入线路噪声滤波器对RFI 的抑制.
通常在开关电源中采用的噪声抑制方法是在主交流输入回路接入一个LC 组成的滤波器,用于差模 一 共模方式的RFI 抑制,通常是交流线路上串入一对电感L 1, , 其两端并联二只电容器(X 电容器),并在交流线二端对大地各接一只电容器(Y 电容器),如图2一2(低通滤波纲络)
2一2开关电源输入线路滤波器结构
1) 上图中电容电感的值可以采用下列的数值:
C (X): 0.1~2UF;
C(Y): 2200PF~ 0.033uF;
L: 在25A 时, 为1.8mH; 0.3A 时, 为47mH
注意:在选择滤波器的组件时,重要的是要使输入滤波器的谐振频率远低于电源的工作频率;另一方面,滤波器使得电源的工作频率增加时,会使噪声的传导变得更容易.
2) 上图中并联在交流输入线的电阻R 是X 电容的放电电阻,这是由VDE 一0806和IEC 一 380两个标准中的有关安全的规范条款推荐应用的.
IEC 一380的8.8节阐明:若线路滤波器的X 电容器的值大于0.1UF,则放电电阻的数值应由下式确定:
R=t /2.21c (2一1)
式中,t=ls, c 为l 电容器的总和值
3) 为进一步减少对称和不对称的干扰电压的措施是在交流线路中另外再接入一对电感L 2,从而使得电容C 4
2一3改进的线路滤波器
上图中L 1与 C 3.C 4组成常模抗干扰回路,L 1与C 1.C 2组成共模,抗干扰回路,L 2用于C 4的充电电流的限制,因此,整个组合对各种高频干扰信号的抑制作用较好. 三.输入整流器及整流后滤波电路.
一)输入整流器
如图2一1中,此整流电路由VD1~VD4组成(桥式或倍压整流)
在选择组合组件或分立组件的整流器时,必须要查对下面的一些重要参数:
1.最大正向整流电流,这个参数主要根据开关电源设计的输出功率决定.所选择的整流二极管的
稳态电流容量至少应是计算值的2倍.
2.峰值反向截止电压(PIV).
由于整流器工作在高电压的环境,所以它们必须有较高的PIV值,一般应为600V以上.
3.要有能承受高的浪涌电流的能力.
二.输入滤波电容.
由于滤波电容的选择将会影响到:电源输出端的低频交流波及电压和输出电压保护时间.
一般情况下,高质量的电解电容所具有的滤除交流波纹电压的能力越强,它的ESR值越低.其工作电压的额定值至少应达到200V.
在图2一1中,C1,C2 为滤波电容,电阻R4,R5与之并联以便在电源关闭时,给电容提拱一个放电通路.
计算滤波电容的公式为:
C=It /ΔV (2一2)
式中C: 电容量, F;
I: 负载电流 A
t: 电容提供电流的时间, s;
ΔV: 所允许的峰一峰值纹波电压v .
例:计算50w开关电源的输入滤波电容器的值.设输入交流电压为115V,60HZ,允许30V峰一峰值的纹波电压,且电容可维持电压电平的时间为半周期.
解:1)计算直流负载电流
假定一个最坏的情况,电源的效率为70%,那么,输出功率为50W的电源其输入功率应该
是:Pin=Pout/η=50 / 0.7=71.5(w)
利用电压倍压技术(图2一1),在输入交流为115V时,直流输出电压将是2×(115×1?4)=320(V),则负载直流电流应为I=P/E=7105/320=0.22(A)
2)因半周期的线性频率或者说对于60HZ的交流电压大约是8ms,即t=1/2×1/60=8.33ms,故根据式2一2有.
C=0.22(8×10 –3) /30=58×10 _6 =58(uF)
选择标称值为50 uF的电容器.
3)因为在倍压结构中,C4C5为串联,故有1/C=1/C1=1/C2,有C1=C2=100uF,即50W的开关电源,其滤波电容C4,C5为100uF.
四.输入保护电路
一).浪涌电流
1.浪涌电流主要是由滤波电容充电引起的,在开关管开始导通的瞬间,电容对交流电呈现出很低的
阻抗,一般情况下,只是电容的ESR值,如果不采取任何保护措施,浪涌电流可接近几百安培.
2.控制浪涌电流的方法:
广泛采用的措施有两种,一种是利用电阻 ;另一种是采用负温度系数
(NTC)的热敏电阻,用以增加对交流线路的阻抗.
1) 如图2一1,R 1,VS 组成此电路,R 1与VS 并联,当输入滤波电容充满电后,由于双向可控硅和电阻是并联的,可以把电阻短路,对其进行分流.这种电路结构需要一个触发电路,当某些预定的条件满足后,触发电路把双向可控硅触发导通,如图2一4 所示.
1 T 2
可控硅VS 的工作过程为:当电源接通后,C 6两端的电压逐渐升高,电流相应稳定.在C 6两端的电压稳定之前,浪涌电流被与之串联的电阻R 1(6.8Ω)所抑制,当输入交流为115V 时,C6两端的电压V C =115×1?4=160(V).当电容器C 6充电时,电压加到高频变压器T 1的绕组LB 上,则在绕组LP 4端上产生感应电压,当感应电压达到1.5V 时,电流I G 开启可控硅.即当IG 流过可控硅的控制极G 时,触发T 1与T 2短接,可控硅导通,电阻R 1被VS 短路,使其温度下降,于是实现了R 1抑制浪涌电流的目的 .
注:设计时要认真地选择双向可控硅的参数,并加上足够的散热片,因为在它导通时,要流过全部的输入电流.
2)热敏电阻技术:
这种方法是把负温度系数(NTC)的热敏电阻串联在交流输入或者串联在经过桥式整流后的直流线上,如2一1图中的RT 1和RT 2,其工作原理为:
当开关电源接通后,热敏电阻的阻值基本上是电阻的标称值,这样,由于阻值较大,它就限制了浪涌电流,当电容开始充电时,充电电流流过热敏电阻开始对其加热.由于其具有负温度系数,随着电阻的加热,其电阻值开始下降,如果热敏电阻选择得合适,在负载电流达到稳定状态时,其阻值应该是最小,这样,就不会影响整个开关电源的效率.. 二) 输入瞬间电压保护
一般情况下,交流电纲上的电压比较稳定,但由于电纲附近电感性开关,暴风雨天气雷电等现象的存在,都会产生高压的尖峰(如受严重的雷电影响,电纲上的高压尖峰可达5KV;而电感性开关产生的电压尖峰的能量公式W=1/2L.I2.式中L是电感器的漏感:I是通过线圈的电流)可是,虽然电压尖峰持续的时间很短,但是它有足够的能量使开关电源的输入滤波器,开关晶体管等造成致命的损坏,故必须采取措施加以干扰.
最通用的抑制干扰器件是金属氧化物物压敏电阻(MOV)瞬态电压抑制器.如图2一1中的RV 把压敏电阻RV连在交流电压的输入端,起到一个可变阻抗的作用.即,当高压尖峰瞬间出现在压敏电阻两端时,它的阻抗急剧减小到一个低消值,消除了尖峰电压使输入电压达到安全值.其瞬能量消耗在压敏电阻上,选择压敏电阻时应按下述步骤进行.
(1)选择压敏电阻的电压额定值,应比最大的电路电压稳定值大10%~20%;
(2)计算或估计出电路所要承受的最大瞬间能量的焦耳数.
(3)查明器件所需要承受的最大尖峰电流
开 关 电 源 的 设 计
第三章 高频电源变换器的基本类型
一. 高频电源变换器的基本类型
高频电源变换器的基本类型有五种:单端反激式,单端正激式,推挽式.半桥式和全桥式变换器,而半桥式和全桥式变换器电路实际上是推挽式变换器电路的改进型,所以,有人把这三种电路形式统称为推挽式变换器.
高频电源变换器从激励方式上可分为单端(单极性)激励和双极性激励变换器,双极性变换器包括推挽式,半桥式,桥式等,其工作原理的实质是两个单端正激式变换器电路,从其耦合方式可分为直接耦合和变压器隔离两种,其中直接耦合形式为其基本形式.
近年来出现的新型的变换器为C U K 变换器.
1.单端反激式变换器的模型图: (3一1)
(a) 3 一1单端反激式变换器模型图 单端反激式变换器的工作原理为:
1) 当开关s 闭合时,电流I 流过电感L,在L 中储存能量,由于电压的作用,使二极VD 处于反向偏置,因此,在负载电阻R L 上无电压;
2) 当开关S 打开时(上b 图),电感上的感应电压极性相反,则二极管VD 处于正向偏置,并产生电流Iv,这样,在负载电阻R L 上就出现一个与输入电压极性相反的电压.
由于开关S 不断地开关动作,电路中的电流就以及脉的形式出现,因此,在单端反激式变换器中,当开关闭合时,能量存储在电感L 中,在开关打开时,能量被传递到负载RL 上. 3. 单端正激式变换器的电路模式图(3一2) 单端正激式变换器的工作原理为:
Vin Ic
1) 当开关S 闭合时,电流I 流过电感L,在负载两端产生输出电压,电压极性如图3 一2a.,由于极性关系,二极管VD 处于反向偏置;
2) 当开关S 打开时,电感L 中的磁场极性发生变化,因而二极管V D 处于正向偏置,并产电流I C 流过电容C,而负载两端的输出电压的级性仍保持不变,故二极管V D 被称为续流二极管.
a b
3一2单端正激式变换器模型图
由上知,由于开关S 的作用,输出电流是连续的,无脉动现象,恰恰与其相反,输入电流则是不连续的,即呈脉动状态.
3.推挽式变换器电路模型图(3一3)
推挽式变换器的工作原理为:
1)当S 1闭合S 2打开时,电源电流流过方向为 a Lp 1 b s1 d V in,那么此时,在变压器次级绕组中咸应出电压并形成感应电流Is 1.
2)当S 2闭 合S 1打工时,电源电流方向为 a f e d vin,那么此时在变压器次级绕组LS 2中感应出电压形成感应电流IS 2
二. 隔离式单端反激式变换器电路.
概述 :一般情况下,隔离式开关电源都是用高频变压器作为主要隔离器件.在单端反激式隔离
L
L
电路中,高频变压器是以变压器的形成出现的,但实际上它起的作用是扼流圈,所以应称之为变压器 扼流圈.
如图3一4中,由于隔离变压器T 除了具有初次级间安全隔离的作用外,它还有变压器和扼流圈的作用,所以在反激式变换器的输出部分一般不需要加电感,但在实际应用中,往往在整流器和滤波电容之间加一个小的电感线圈,用以降低高频开关噪声的峰值. 单端隔离激式变换器的工作过程为: 1) 当晶体管VT1导通时,它在变压器初 级电感线圈中储存能量,与变压器次
级相连的二极管VD 处于反偏压状
态而截止,故在变压器次级回路无电
流流过,即没有能量传给负截. 2) 当晶体管VT 1截止时,变压器次级电
感感线圈中的电压极性反转过来,使得
二极管VD 导通,给输出电容C 充电,同
时在负载L 年也有了电流I L 3 一4隔离单端反激式变换器电路 注:图3一4中C 为输出滤波电容.
1.单端反激式变换器电路中的开关晶体管
在单端反激式变换器电路中,所使用的开关晶体管必须具备两个条件:1)在晶体管截止时,要能承受集电极尖峰电压; 2)在晶体管导通时,要能承受集电极的尖峰电流. 1) 晶体管截止时尖峰电压的计算公式:
V CE max =Vin / 1一δmax 式中Vin 是输入电路整流滤波后的直流电压, δmax 是晶体管最大工作占空比(注意:为了限制限晶体管的集电板安全电压,工作占空比应保持在相对地低一些,一般要低于50%,δmax<0.5,在实际设计时, δmax 一般取0.4左右,这样就限制集电极峰值电压: V CE max ≦2.2Vin,因此,在单端反激式变换器电路设计中,晶体管的工作电压一般在800V 通常接900V 计算可安全可靠地工作.)
2) 晶体管导通时的集电极电流计算式: I C = I L / n
式中,I L 是变压器初级绕组的峰值电流,而n 是变压器初级与次级间的匝数比.
注: 为了导出用变压器输出功率和输入电压表达集电极峰值工作电流的公式.变压器绕组传递的能量Pout =可用下式表示:
Pout = L . I L 2 / 2T ·η (3 一 3 ) 式中,η是变换器的效率.
则有: Ic= 2Pout / η·Vin ·δmax ( 3 一 4 ) 假定变器的效率η是0.8,最大占空比δmax=0.4(即40%),那么
Ic = 6. 2Pout / Vin ( 3 一 5 ) 2. 单端反激式变换电路中的变压器绕组.
在单端反激式变换器电路中,在设计时要汪意不要使磁芯饱和,所选的磁芯一定要有足够大
+ RL 一
的有效体积,通常应用空气隙来扩大其有效体积:
V=Uo ·Ue · I L max ·L / B 2max ( 3一6 )
中,Ilmax: 最大负载电流;
L :变压器次级绕组的电感量; Uo : 空气的导磁率,其值为1;
Ue: 所选磁芯的磁性材料的相对导磁率
Bmax: 磁芯的最大磁通密度;
(具体见第五章)
3一5 3.基本的单端反激式变换器的变形.
1)如图3一5中,由于考虑到单只晶体管有时承受不了过高的输入电压,(一般商甲晶体管达不到指标),故利用两只晶体管工作.图中VD 1和VD 2同时导通或截止,二管起箝位作用,它们把晶体管的最大集电板电压限制在Vin,这样耐压低的晶体管就可以使用了.
2单端反激式变换器电路的优点是:
电路结构简单,可以实现多路电压输出.如图3一6,在电路中隔离变压器对各路输出电压起到公共扼流圈的作用变压器的次级可以有多个绕组,故可以实现多路输出 .每个次级绕组只需一个整流二极管和一个滤波电容,就可以得到一组直流输出电压.
3一6有多路输出的单端反激式变换器电路
+ R L 一
1
1
out 1
out 2 + V out 3 一
L L
3一7隔离单端正激式变换器电路图
三.隔离单端正激式变换器电路
1.概述:如图3一7所示
1)在单端正激式变换器电路中,隔离组件是一个纯粹的变压器,为了有效地传递能量,,在输出电路中, 必须有储能组件电感线圈Lo同时,初次级绕组的极性是相同的.
其电路工作过程为:当VT1导通时,在变压器的初级产生了电流,并储存了能量,由于变压器的次级极性与初级同相,这个能量也传到了变压器的次级并处在偏正的二极管VD2把能量储存到了电感L中.此时,二极管VD3是处在反向偏压状态,为截止状态,当三极管VT1截止时,二极管VD2是反向偏压,变压器绕组中的电压反向,续流二级管VD3处于正向偏压,在输出回路中,储存在电感中的能量通过电感L 继续传负载R L .
2)变压器的第三绕组称为箝位绕组(或回授绕组)LP2,它与二极管VD1串联,其作用是用来限制
晶体管C一E结上的电压尖峰,在晶体管截止时,还能使高频变压器的磁通复位, 这是因为:
A.在VT1导通时,变压器初级绕组LP 1中会储存能理,当VT1截止时,变压器次级侧二极管VD2截止,
那么储存在LP1中的能量再不能传递到次级绕组了,此时必须要通过一种途径释放出来,否则,必然在线圈两端产生过高的电压,解决的办法是增加箝位绕组和二极管VD1,并使箝位绕组的匝数与初级绕组的匝数相同,二者紧密耦合,这样,当箝位绕组上的感应电超过电源电压时,二极管VD1导通,将磁能送回电源中,就可以把初级绕组的电压限制在电源电压上,所以,开关晶体管VT1的C一E极间的最高电压就被限制在二倍电源电压上.
B.为满足磁芯复位的条件,使磁通建立和复位的时间相等,所以这种把电路的占空比不能超过
50%.
3)磁化电流Imag的计算公司为:
Ima= Tδmax·Vin∕N ( 3一7)
式中, T·δmax是VT时向,L是输出电感Ho
4))单端正激式变换器是在晶体管导通时通过变压向负载传输能量,故运用的输出功率范转较大,一般
情况下可达50~200W,其高频变压器要起变压器隔离和传输能量的作用,又起电感线圈储存能量的作用.
2单端正激式变换器电路中的开关晶体管
1)晶体管截止峰值电压:
在单端正激式变换器电路中,由于有第三绕组和续流二极管VD1的作用,所以其截止时降在VT1上的最大电压VCEmax应为2Vin,且只要二极管VD1处于导通状态,即在Tδmax这个时间内,降在VT铁C 一E间的2Vin的峰值电压就维持不变.
2)晶体管导通时集电极电流的峰值:为正激式变换器的电流值加上磁化电流Imag.
Ic= Ic / n + Tδmax Vin / L =6.2Pout / Uin
式中.n: 变压器初次级匝数比;
IL : 输出电感电流. A;
Tδmax: 晶体管导通时间
L: 输出电感, H.
3.单端正激式变换器电路的传输变压器
在设计正激式变换器的传输变压器时,应十分注意选择适当的磁芯有效体积,并选择空气隙,以避免磁芯的饱和,其有效体积V为:
V= UoUe I2mag L / B2max
注意:A.这种电源的最大工作占空比应保持低于50%,以便通过第三绕组将变压器的电压进行箝位,将总电限制在2倍输入电压之内.这样,当VT1导通时,为箝位电平:当VT停止时,使该总电压接近于0值.如果最大工作占空比大于50%,即δmax > 0.5,将打破这种2倍于电源电压的平衡,导致变压器发生饱和,反过来会产生很高的集电峰位电流,这可能会损坏开关晶体管.
B.尽管有第三绕组以及箝位二极管可将开关晶体管的峰值集电极电压限制在2倍直流输入电压之内,但在制作变压器时,还要严格注意初级绕组和第三绕组间的紧密耦合,以消除由于漏感引起的致命的电压尖峰.
4.单端正激式变换器电路的变形.
1)如同单端反激式变换器电路一样,也可用两个晶体管代替一个晶体管工作,它们同时导通或同时截止,但每个晶体管所承受的电压不会高于Vin.
2)此电路也可以产生多路的出电压,但是需增加二极管和扼流圈应指出的是,续流二极管的容量至少要与主回路中的整流二极管相同,因为在晶体管VT1截止时,它要提供输出电路中的全部电流.
四. 推挽式变换器电路
概述:如图3一8所示, 推挽式变换器电路实际上是由两个正激式变换器电路组成,只是它们工作时相位相反,在每个周期里,,两个晶体管交替导通和截止,在各自导通的半个周期内,分别把能量传递给负载,所以称之为‖推挽‖电路.
故在推挽式变换器电路中,两组开关三极管和输出整流二极管因流过每一组组件的平均电流比同等的单端正激式变换器电路减少35%以上,其设计计算可接单端正激式变换器.
还应看到,在只开关晶体管导通间隙,二极管VD1和VD2同时导通,它们把高频变压器的次级给短路了,与此同时,把能量传递到了输出回路,实质上,它们起到了续流二极管的作用.
推挽式变换器电路的输出电压可用下式计算:
V out= 2δmax·Vin / n (3一10)
注意:为了避免两只开关晶体管同时导通而引起损坏,公式中δmax的值必须得持在0.5以下.假定
δmax=0.4则有:
Vout = 0.8Vin / n (3一11 )
式中n是高频变压器的初级对次级的匝数比.
1)每只开关管的峰值集电极电流
Ic=Ic / n (3一12)
Ic = Pout / η. (3一13)
设η=0.8 δmax=0.8则Ic= 1.6Pout / Vin (3一14)
2)每只管所承受的峰值电压限制在2Vin以内.
3.推挽式变换器电路中的高频变压器
在推挽式变换器电路中,两只晶体管导通时间相等(或者说强制两管导通时间相等),高频变压器的B 一 H 磁滞回线的全部都可以得到利用,因此,磁芯的体积将相对于单端极激励变换器的变压器来讲减少一半,也不需要开空气隙.其体积的计算公式为: V= 4Uo Ue I 2mag L / B 2max (3 一15) 4.推挽式变换器电路的主要缺点
1) 第一个缺点是开关晶体管的电压额定值参数的限制,它要能够承受2倍的线路值电压,还要加上由于变压器漏感引起的脉冲电压峰值,这就意味着开关晶体管要有800v 以上的截止电压(输入交流230V),由于大电流,高电压的晶体管在工艺上实现起来很困难,所以其价格也十分昂贵. 2) 第二个缺点是变压器的磁芯饱和问题.
在隔离高频开关电源中,尽管铁氧体芯,材料具有损耗低,工作频率可高达20KHX 等优点,但由于它的磁通密度较低(通常在3000×10–4(T)左右),因而它的化率很高,小的直流偏压就可能使其饱和,而推挽式变压器电路的特殊结构,这种现象又极易发生.
五. 半桥式变换器电路
1.概述:
VD 2 VD 2
3一9半桥式变换器实用电路 1) 在半桥式变换器电路中,变压器的初级在整个周期中都流过电流,磁芯利用得更加充分,有效磁体积将比单端,推挽变换器更加增大,而整个变压器体积可进一步减小; 2) 在半桥式变换器电路中,高频变压器上施加的电压幅值只有输入电源电压的一半,与推挽式变换器电路相比,要输出相同的功率,则开关晶体管必须流过两倍的电流,因此,半桥式电路是和降压扩流的方法实现相同的功率输出的,故此电路适合于小功率的开关电源. 3) 半桥式变换器的结构及工作原理.
半桥式变换器的输入电压可以是110V 或220V .
高频变压器初级的一端与串联电容C 1和C 2相接,其电压值为Vin / 2,在正常输入电压下约为160v;高频变压器初级的另一端通过串联电容C 3与晶体管VT 1的发射级和VT 2的集电极相,当VT 2导通时,变压器初级的电压极性相反,因此,这一端电压极性变为负,产生一个160V 的负脉冲,由于晶体管VT 1和VT 2的轮流导通和截止,就会产生320V 的峰峰值方波.
VD 7
VD 5 θ
8L
L
在半桥式电路结构中,开关晶体管所承受的电压不超过Vin故一般选择耐压为400V的晶体管就可以达到使用要求.
晶体管在半桥式电路结构中的工作电流:
Ic = 3Pout / Vin (3一16)
4)如图所示,半桥式电路结构还有一个优点,就是为了避免磁芯饱和通过串联电容C3自动修正.
2.串联耦合电容
1)串联耦合电容一般都用无极性电容,为了减少热效应,应尽量使用ESR值低的电,如果单个电容的
ESR 值达不到要求,可以使有两个电容并联的方法.
2)耦合电容值的先择
从图3一9 可知,耦合电容C3和输出滤波电咸形成了一个串联谐振电路,其谐振频率可由下式确定:
f R = 1 / 2π√LR` C地(3一16)
式中f R : 谐振频率H2
C: 耦合电容 F
L R: 反射滤波电感H
注:反射到变压器初级的滤波电感由下式决定:
L R = (N P / N S)2 `L (3一17)
(式中N P/N S是高频变压器初及对次级的匝数比,L是输出电感量)
L R = 1 / 4Ω2f R2 `(N P/N S )2`L = 1 / 4Ω2 f R 2` L R(3一18)
注2:为了使耦合电容的充电呈线性变化,谐振频率必须低于电变换器的开关频率.一般情况下,
我们选择谐振频率是变换器开关频率的四分之一,即f R =0.25 f S.
3)充电电压值
与耦合电容值相关的另一个重要因素是充电电压值,因为电容的充电和放电各占半个工作周期,即其正向和反向电压均为Vin / 2,再把这个电压加到变器初级的两端.临界的设计条件出现在电容的充电电压高于Vin/ 2的值时,因为如果这个电压高了,它会影响电源变换器在输入电压时的调节.
我们可以通过两步来,检查这个电压进而再修正计算出的电容值.电容的充电电压由下式给出: Vc=I / Cdt
式中:I是过变压器初级的平均电流,单位是A;
C是耦合电容的值,单位是F;
dt是电容充电的时间,单位是s.
注1:电容器充电的时间由下式给出:
dt = T / 2δmax = 1 / 2fsδmax (3一21)
式中:T是开关周期
δmax是最大占空比
fs是开关频率
注2:对于一个率为20Khz,占空比为0.8(80%)的电源主换器,充电时间间隔将是20us.
注3:充电电压VC应该是在Vin的10%和20%之间的一个值,对于一个调节性能好的变换器来说,应该是Vin / 2×10%≦Vc≦Vin / 2×20%.如果充电电压超过了这个限制,就需要对以上计算容值重新进行计算,这个值由下式给出:
C = I` dt / dVc (3一22)
式中:I为流过变压器初级的平均电流,单位是A.
dt为充电时间间隔,单位是s:
dVc是16V到32V之间的一个任意数.
注4:在确定dVc的任意数值时,可以先选择一个接近实际的电容标称值,以取代通过3一24计算出的电容值.我们还可以得到该耦合电容电压的定值,虽然这个电压额定值可能很低,但在实际电路设计中,一般采用额定电压为200V的薄膜电容器.
3阻尼二极管.
如图3一9所示,VD5.VD6称为阻尼二极管,它具有双重作用:
1)当晶体管截止时,阻尼二极管控制高频变压器的漏电感能量返回到到直流电平:
2)当由于变压器中的磁通量突然增加,使晶管的集电极电压瞬时变负时,阻力二极管可以从旁
路晶体管,直到集电极再变成正电压时为止,这样阻尼二极管就起到了预仿晶体管的反导通
可能引起的器件损坏的作用.
注:阻尼二极管必须是快速恢复型二极管的反向截止电压至少是晶体管的集射极间截止电压的两倍,在实际电路中,阴尼二极管的反向截止电压不得低于450V.
六.全桥式变换器电路.
1.概述: 如图3一10所示;
R L
3一10全桥式变换器电路结构
1)在全桥式变换器电路中,晶体管VT1和VT4以及VT3和VT2是同时导通的.晶体管的轮流导通
和截止,使得加在高频变压器初级的电压在+Vin和-Vin之间变化,这样,在晶体管截止时,永远不会出现高于Vin的集电极截止电压,而且晶体管上所通过的电流,是同等半桥式变换器电路的一半.
2)全桥式变换器的工作原理.
A.当a端为正时,VT1.VT4导通,则电流的流动方向为:a VT1C1VT4 b
B.当b 端为负半周时,VT2.VT3导通,则电流的方向为: b VT 2 C 1 VT 3 a 2. 在全桥式变换器电路中,假定变换器的效率η是80%,最大工作占空比δmax 是0.8,那么晶体管的工作电流是:
Ic = 1.6Pout / Vin
注:全桥式变换器的其它特性与半桥式变换器电路相同,所有计算组件的公式也都通用. 七.新型的零波纹输出变换器电路 CuK 新型变换器电路
1.概述:如图3一11所示:基本的非隔离式CuK 变换器的工作过程为:
当晶体管VT
1截止时,二极管VD 1导通,由输入电流I 1给C 1充电;在VT 1导通VD 1截止时,电容器的.
3一11基本的非隔离式CuK 变换器及相关波型
由于此变换器具有反激式变换器的特点,并且是由电容传递能量的,所以其输入和输出电流的
质量接近于真正的直流,开关尖峰可以忽略不计,但‖可忽略不计的尖峰‖并非意味着‖无尖峰‖.‖无尖峰‖才是这种新型变换器的最终设计目标. 2.耦合电感型CuK 变换器电路
如图3一12所示,为了使3一11图中的两个电感上的平均直流电压为零,这两个波形必须相等,并且完全相同,为了达到这一点,两个电感的线圈匝数必须相同将两个耦合电感形成一个变压器,每个
线圈的有效电感由交替的电感能量传递线圈改变,如果两个线圈绕组的匝数为1:1.那么电感量加倍,这样所产生的输入输出波纹电压将是非耦合器的一半,认识到这一点是非常重要的,如果我们把变压匝数比变成与变压器的电感耦合匝数相匹配
,那么输出电流波纹会被完全消除.
I 1 I 2 I 1 I 2
3.隔离式CuK 变换器电路
把非隔离式CuK 变换器变成隔离式CuK 变换器的方法.
将图3一11中的电容C 1分成两个串联的电容C A 和C B 如图3一13a,因为在两个电容的连接点处的平均电压是不确定的,或者说是浮动的;若在这点到地之间,加一电感L 就可以\强制这点为零电平.若把电感量做得很大,两个串联电容的分流就可以忽略不计,如图3一13b;因此变换器的工作不受影响;现在把电感器L 变成一个隔离变压器,以实现直流的隔离如图3一13c.
注1:图3一14表示了用电感耦合的零波纹输出直流隔离型CuK 变换器和它的波形因这个电路中,电容C A 和C B 已被接入到各自变压器绕组一边,这种连接变化不影响变换器的工作.
３一１４具有箝位二极管的隔离式零波纹输出ＣｕＫ变换器
注２：虽然耦合输入和输出的电感减少了输出波纹,但是它也带来了不希望有的负作用,这就是在启动时,输出电压脉冲极性的转换,虽然这反极性的脉冲持续时间很短,但对于敏感性负载是致命的问题, 为此如3一14所示,增加了箝位二极管VD 2,它可以把瞬间脉冲限制在1V 以下,这样就保护了敏感负载.
b
R L c I 2 I 1 Ｌ
开关电源的设计
第四章变换器设计中功率管的选择
变换器设中功率管的选择有晶体管,单向可控硅(SCR)和可关断可控硅(GTO)等,目前,应用得最广泛的功率开关器件有两类:一是双极昌体管,一是近些年新开发的金属氧化物场效应管(MOSFET).
一.晶体管的选择
1.选择晶管时,必须注意个基本参数,第一个参数是晶体管截止时的耐压值;第二个参数是晶体
管在导通时所能承受的电流值.
2.双极晶体管的缺点:
双极晶体分NPN,PNP两种,它们都有集电极,基极,发射极三个电极,其基本情况见.双极晶体管有一个缺点,就是其工作截止频率较,一般在50KHZ左右.而MOSEFT管的开关工作频率可达到200KHZ.
注:工作频率高就意味着组件的体积较小,用体积较小的元器件设计出的开关电源本身的体积也就小,结构更紧凑,这也是当前开关电源设计的一种趋势.
3.作为开关使用的双极功率晶体管
双极晶体管在本质上是一种电流驱动器件,即通过向晶体管的基极注入一个较小的电流,在晶体管的集电极得到一个较大的电流,电流放大倍数为:β= IC / IB…… (4一1)
晶体管具有两种工作方式:一种是线性工作方式(或称放大工作方式);一种是饱和截止工作方式(也称开关工作方式).线性工作方式用于对交流信号进行放大,而饱和_____截止工作方式主要用作开关.
晶体管工作在开关方式的条件是:需要一定的基极电流,使晶体管导通,要使晶体管由导通变为截止,则需一定量极性相反的基极电流,驱动开关呈OFF状态.
4 .晶体管开关时间定义(电阻性负载)
延迟时间td:从基极驱动脉冲电流IB1的上升沿开始到集电极与发极间的电压V CE下降到截止时的90%.处的时间间隔.
上升时间tr:集电极-----发射极电压VCE从截止时电压值的90%下降到10%的时间间隔.
存储时间tsty:从反向基极电流IB2加在基极上开到集电极------发射极电压VCE达到截止时电压值的10%的时间间隔.
下降时间:集电极发射极电压VCE从截止时电压值的10%上升到90%的时间间隔.
5.感性负载与开关时间的关系
一般情况下,负载电感L作为一个电流,它给基极与集电极间的电容充电比电阻性负载快.因
此,对于相同的基极和集电极电流,若是电感性负载,集电极与发射集间的电压下降时间tf(Vce)就
比较短.
6.晶体管的抗饱和电路
作为开关使用的晶体管的最长延迟时间是它的存储时间,因此,如果晶体管的这一延迟时间减少
了,那么它的开速度就会得到改善.把增加反向基极驱动电流和晶体管防饱和技术结合起来,就会把存储时间减少到几乎为零.
常用的晶体管,抗饱和电路有两种:
1)把抗饱和二极管(通常也叫做箝位二极客)和开关晶体管结合起来使用.如图4一1.
由图知,当晶体管导通时,它的基极电压比输入电压低两个二极管压降,若VD 2,VD 3具有0.8V 的正向压降,那么晶体的基极将比输入电压低1.6V ,但是由于电路中有二极管VD 1,所以集电集只是一个二极管的压降,比输入电压低约0.8V .因此,晶体管集电极电压总是比基极电压高出
1.6--0.8=0.8V ,所以,它就要以阻止晶体管进入饱和区.
注:抗饱和二极管必须选择快速恢复型二极管.二极管VD 2和VD 3可以选用较低的截止电压,但是二极管VD 1必须具有至少2VCE 额定值的截止电压,对于隔离式开关电源,一般要选具有额定值800V 反向截止电压的二极管.
2)达林顿电路 复合晶体管
如图4一2所示 :
达林顿电路的工作方式与前面讲的基本相同,它利用晶体管VT 1防止VT2进入深饱和状态,VT 1工作的特点是在VT 2开始截止之前,它必须先截止,在VT 2截止期间,由二极管VD 1为VT 2的反向基极电流提供一个低阻抗的通路.
R 1和R 2的阻值都小,并且能够为晶体管VT 1和VT 2提供泄漏电流通路.
此达林顿晶体管电路可以用两只分离的晶体管来实现,也可以直接使用达林顿晶体管. 7. 双极型晶体管的基极驱动电路 1)恒流源电路