摘要
由于各种通信系统的迅猛发展，使得其对功放线性的要求越来越苛刻。本文从系统对功放线性的要求出发，先讨论功放线性化技术的必要性，再简要回顾几种主要线性化技术的发展历程，之后对前馈和预失真技术做深入探讨。
在第二章根据具体的指标要求，先对前馈线性化技术的整个环路进行分析，并根据其环路平衡的条件，得出了其不包含非线性因素的根由：之后再对各个部分做了具体分析，主要探询各部分和整个前馈功放的关系，以及它们对整个前馈功放指标的影响；在具体的分析过程中，结合本章开头提出的指标要求，选择了适当的器件，进行了相应的计算，设计了一款采用简单自适应加查表控制的前馈型功率放大器；并在最后简单介绍了控制算法，给出了仿真和试验结果。
第三章主要介绍模拟预失真技术，先在原理性的分析基础之上，根据指标要求采用传统的预失真办法设计了一款预失真功放，经过仿真得出结果，发现该方法虽然较为简单，但存在本质的问题。由此，重新对预失真技术展开分析，找到问题的症结所在，并且对该问题进行了优化处理；经过重新分析计算，提出了一种新的预失真方法，并且仍以本节开始的指标为例，设计一款采用新预失真结构的功放，并且进行了仿真，得到了较好的结果。
关键词：线性化功率放大器前馈技术预失真技术
Ａｂｓｔｒａｃｔ
ＡｓｔｈｅｄｅｖｅｌｏｐｍｅｎｔｏｆａＵｋｉｎｄｓｏｆｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓｙｓｔｅｍｓ．ｒｅｑｕｉｒｅｍｅｎｔａｂｏｕｔ
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Ｋｅｙｗｏｒｄ：ｌｊ∞ａｒｉｚａｔｉｏｎｐｏｗｅｒａｍＤｌｉｆｉｅｒｆｅｅｄｆｏｒｗａｒｄｐｒｅｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ
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笫一章绪论
第一章绪论
系统对功率放大器线性化程度要求的提高，是导致线性化技术成为研究热点的原因所在。本章先讨论不同系统对功放线性化的不同要求，再简要回顾线性化技术的发展历程，最后概述本文要详细讨论的方法。
１．１研究线性功率放大器的目的
随着移动通讯事业的迅猛发展，特别是ＣＤＭＡ和第三代移动通信技术的发展，使得系统对功放线性的要求越来越高。在移动通信系统中，为了保证一定范围的信号覆盖，我们通常使用功率放大器来进行信号放大，进而通过射频前端和天线系统发射出去。而在ＣＤＭＡ或Ｗ－ＣＤＭＡ的基站中，如果采用～般的高功放ｆ通常工作于ＡＢ类）将由于非线性的影响产生频谱再生效应，如（２．１节）所述。为了较好地解决信号的频谱再生和ＥＶＭ（误差矢量幅值）问题，就必须对功放采用线性化技术。不仅如此，功放在基站中的成本比例约占１／３，如何有效、低成本地解决功放的线性化问题就显得非常重要。
线性化技术在卫星通信，数字化广播发射机，蜂窝基站，直放站，手机中都需要应用，只要单元电路输入信号中存在多个频率分量，就必须考虑线性化问题。只是由于不同的信号电平和不同的使用场合，使得其难易程度会有很大的差别。以下给出不同系统对功放线性的要求ｆ１】：
１．１．１ＧＳＭ系统对功放的线性化的要求
ＧＳＭ是一种成熟的ＴＤＭＡ技术，下行工作频段为９３５～９６０ＭＨｚ，信道带宽是２００ｋＨｚ，采用ＧＭＳＫ调制。ＧＭＳＫ调制是衡包络调制，所以系统效率比较高。尽管信道频带窄，工作频率相对较低，但ＧＳＭ多载波线性功放的困难是显而易见的，其三阶交调分量的抑制要求－－７０ｄＢｃ。目前多数产品都采用单载频功率放大，进而把功放的输出合路ｆ合路器一般在射频前端模块）。其好处是简单，但合路损耗大，理论上二路的合路损耗达３ｄＢ。
ＧＳＭＥＤＧＥ能利用现有的ＧＳＭ系统满足数据通信的要求，配备ＥＤＧＥ功能主要的改动点在ＧＳＭ系统中软件和功放部分。由于它采用了８ＰＳＫ（８移相键控）调制，所以有更好的频谱利用率和更高的数据通信速率。但它是非衡包络调制，要求在原来ＧＳＭ系统高功放的基础上回退约３．４ｄＢ。相比原有系统在成本上增加不多，但能很好地满足数据通信的要求。满足ＧＳＭＥＤＧＥ的功放要求有～定的线性指标，另外，ＥＶＭ＜７％。在实现上，小于７％的ＥＶＭ比频谱再生分量指标更难达到。测试ＥＶＭ时要考虑仪器的误差，如Ｒ／Ｓ公司的ＳＭＩＱ信号源在输出大于５ｄＢｍ后其ＥＶＭ就明显上升。此外，还要考虑频谱分析仪的测试动态范围，否则会有较大的测试误差。另外，在测试大功率末级放大器时也需要考虑驱动级放大器的线性度指标是否达到测试要求。
１．１．２ＣＤＭＡ和ＣＤＭＡ２０００系统对功放线性的要求
ｃＤＭＡ和ｃＤＭＡ２０００下行的工作频段在８６９～８９４ＭＨｚ和１９３０～１９９０ＭＨｚ，信道带宽１．２２８８ＭＨｚ，邻道功率比和带外频谱的要求：
线性功率放大器研究
＜．４５ｄＢｃ偏移中央频率＋＿７５０ｋＨｚ（ＲＢＷ３０ｋＨｚ）
＜．６叫Ｂｃ偏移中央频率±１．９８ＭＨｚ（ＲＢＷ３０ｋＨｚ）
＜一６０ｄＢｃ其它带外频谱ｆＲＢＷ３０ｋＨｚ）
Ｉｓ一９５采用ＢＰＳＫ调制，而ｃＤＭＡ２０００和ｗｃＤＭＡ系统采用ＱＰＳＫ调制，属于非衡包络调制方式。对于这类系统，功放设计时应考虑输入信号的峰均比（ＰＡＲ）。一般说来，峰均比大于１０。而ＣＤＭＡ２０００和ＷＣＤＭＡ的峰均比得益于ＱＰＳＫ调制比Ｉｓ．９５小１．５～２ｄＢ。对一个功放而言，当输出的平均功率一定时，峰均比越大，线性指标就越难以达到，设计时就需要更大的功率容量。为此需要降低ＰＡＲ以避免功放对输入信号的限幅和产生大的频谱再生分量。可以在基带采用一些削峰技术，如合成技术和预失真技术，使峰均比下降；在单载波情况，前向链路的ＰＡＲ主要依赖于沃尔什码组合；相反。在多载波线性功放的系统中，通过调节沃尔什码组合几乎不会有效果。
１．１．３ｗｃＤ眦系统对功放线性的要求
ＷＣＤＭＡ是目前热门的研究领域。另外，由于频率高、频带宽，指标也比ＣＤＭＡ或ＣＤＭＡ２０００高，对功放的线性化问题是一个挑战。
一个典型的前馈多载波线性功放的参数如下：
参数规格?
频率２１１０以１７０ＭＨｚ
输出功率３０Ｗ（每模块）
增益５０±ｌｄＢ（在整个频率范围内）
增益平坦度±１ｄＢ（在整个温度和频率范围内）
信道带内平坦度＋－０．２ｄＢ（在任一５ＭＩ－Ｉｚ信道内）
输出取样增益．５０±２ｄＢ
输入／输出回损＞１５ｄＢ
邻信道泄漏功率比４８ｄＢｃ＠５ＭＨｚ；５３ｄＢｃ＠１０ＭＨｚ
频谱辐射模板见规范３ＧＰＰ２５．１０４
谐波２次：＜－－４５ｄＢｃ，３次：＜－－６０ｄＢｃ
带外杂散＜．６０ｄＢｃ
直流电压４８Ⅵ－４０—．５７Ｖ），或２８Ｖ
工作和储存温度．５℃一＋５５℃：．４０℃。＋８０℃
效率为８％
动态范围２５ｄＢ内波动小于±Ｏ．５ｄＢ
平均故障时间＞８０，０００小时
ＷＣＤＭＡ系统的信道带宽达５ＭＨｚ，对于两载波的线性功放就要求工作带宽达１０ＭＨｚ。而线性化技术是有带宽限制的。适用于ＷＣＤＭＡ的线性化技术是前馈（Ｆｅｅｄｆｏｒｗａｒｄ）和预失真（Ｐｒｅｄｉｓｔｏａｉｏｎ）技术，前馈和数字预失真技术都有良好的效果，这是两种主流技术。相对来说，前馈比较成熟，性能稳定可靠，但前馈在成本和效率等方面不如数字预失真。预失真由于功放本身的记忆效应使得带宽和改善量都受到影响。记忆效应又可以分成热记忆效应和电记忆效应两种。非线性失真可以分成ＡＭ／ＡＭ和ＡＭ／ＰＭ两种，在实际线性化补偿时需要分别加以考虑，包括记忆效应。模拟预失真比较简单，但用二极管等制成的预失真电路往往不能满足系统的动态范围，所以经常只是用于前馈放大器的主功放中。另外数字预失真为非实时系统，有训练过程，起始线性化的速度较慢。还有数字预失真是在射频电路之前，往往与发信机做在一起。应该说，数字预失真更有前景，目前已经
第一章绪论
有商用化的产品。
１．１．４第四代移动通信系统的线性化
如果说３Ｇ数据的最高传输速率是２Ｍｂｐｓ的话，而４Ｇ可以达到２０Ｍｂｐｓ甚至更高。而要实行此目标就有可能采用高速调制与快速链路自适应等技术。采用１６ＱＡＭ和６４ＱＡＭ等高阶调制技术可以达到在５ＭＨｚ带宽中提供１０Ｍｂｐｓ的水平。但高阶调制将明显降低噪音、干扰和其它信道损伤的抵抗力。对１６ＱＡＭ调制来说，ＡＣＰ会变得次要，而ＥＶＭ作为线性化指标会成为主要指标。在４Ｇ中，接入方式除ＣＤＭＡ或ＤＳ－－ＣＤＭＡ外，更有可能选择ＯＦＤＭ，它由众多正交的子载波组成，所以其峰均比更高。但调整多载波信号中的各个构成信号的组合相位，可以降低ＰＡＲ。可以预见，在４Ｇ中，功放的性能会越来越好，但成本会越来越低。
ｌＪ１．５手机的线性化
手机的输出功率较小，指标要求也较基站低，但对于ｃＤＭＡ和ＷＣＤＭＡ手机来说，线性化的问题也是不容忽视的。对手机来说，在５ＭＨｚ处邻道抑制的最低要求是３３ｄＢ，设计时应考虑在３５ｄＢ以上。如果功放本身的ＡＣＬＲ是２５ｄＢｃ＠ｌＷ，则需要有１０ｄＢ以上的抵消要求。由于手机的体积小，不可能把线性化电路做得太复杂，所以１０ｄＢ的指标并不是一个低的要求。一般来说，厂家会推出一些线性化功放的集成块，但器件的选择使用时必须正视此问题。电源效率是ＷＣＤＭＡ手机面临的一个难题，而与此有关的就是其功放的线性化问题。
１．１．６直放站和ＢＯＯＳＴＥＲ的线性化
直放站和辅助放大器（ＢＯＯＳＴＥＲ）的线性化问题就其技术上来讲与基站相类似，如ＣＤＭＡ直放站，其指标与基站相近。区别是通用的直放站还定义了对三阶交调分量的要求，指标不大于．１４ｄｎｍ（基站也在往这个方向靠），这提高了对其线性度的要求。另外，由于直放站的增益高，在系统设计时需要特别考虑信号的隔离等问题。因为稳定性是线性化的前提。目前使用的直放站基本上是单载波的，所以相对比较简单。多载波的情况会困难的多。就ＢＯＯＳＴＥＲ而言，由于体积和重量等要求，不可能把线性化电路做的太复杂，只能选择一些比较简单的电路。１．１．７数字化广播发射机的线性化
数字化电视系统已经在国内启动，数字化电视发射机就必须解决线性化问题，另外广播发射机较之普通通信基站对ＥＶＭ有更高的要求。３ＧＰＰ２５．１０４’中规定，对仅为ＱＰＳＫ调制的信号，基站系统的ＥＶＭ小于１７．５％；而包含１６ＱＡＭ调制的信号，基站系统的ＥＶＭ应小于１２．５％。
总之，无线通信系统和广播电视领域都对功放线性化提出了越来越高的要求，而线性化技术本身又有一定难度（针对不同要求）。这正是本文要对功放线性化技术进行探讨的目的所在。
４线性功率放人器研究
１．２线性化技术的回顾
１．２．１反馈法工作原理
ＮＯｎ｛ｎｅＢｒ
Ｆ●啊ｂ■靠■ｄＯｒ
图１．１反馈原理图
在２０实际２０年代末期，名叫ＨａｒｏｌｄＢｌａｃｋ的电子工程师提出了反馈的电路形式，并且应用于放大器，这种反馈的电路形式在后来的电路设计中成为一种非常基础实用的电路。（也正是此人后来在１９２８年由申请了前馈电路的专利）反馈包括正反馈和负反馈，对于放大器来讲正反馈有可能引起振荡，所以，在功放的设计过程中，反馈一般就指的是负反馈。如下图１．１所示，假设源和负载端都是理想的匹配电路，对开环增益Ａ没有任何的影响，则开环增益Ａ为：
一．监（１．１）
％
对于闭环的结构，反馈电压”为
■一卢。‰（１．２）这样输入就变成：
％一Ｋ一■－Ｅ—声‘ｐ■（１．３）整个反馈系统的传输函数就变成：
Ａ，；生。—４＿（１．４）
’
■１＋４卢
只要保证反馈回来的量和输入信号相减就可以保证整个反馈结构的增益是正值。否则会引起振荡。
通常，一卢，，１，所以：
１
Ａ，＝一３－（１．５）
。卢
这说明，反馈型放大器的增益几乎独立于开环增益，及独立于放大器本身的增益，而仅由反馈网络来决定，而反馈网络又通常是一个比较精确的工作于线性状态下
第一章绪论
的无源器件，从而避开了功放本身的非线性。而反馈型功放的线性也是以牺牲其增益得到的。（总增益减少到原来的ｙ（ａ＋彳芦））
由于反馈法存在稳定性问题，且线性改善度有限，现在已经基本不用。但是还有一些反馈和别的技术的组合应用方法的出现【２１。
１．２．２模拟预失真线性化技术
根据功放的失真情况，一般以ＡＭ－－ＡＭ特性和ＡＭ－－ＰＭ特性来描述，在功放前端插入与需要线性化的放大器的特性相反的预失真器，使得进入放大器的信号提前有一个失真，从而使放大器的输出为近似的线性一这种预失真方法通常是在主放大的前端直接插入二极管或三极管，根据偏压或别的手段来控￥４－－极管或三极管的工作状态以得到与主放大ＡＭ—ＡＭ和ＡＭ—ＰＭ特性相反的信号【３】［４】【５】。这种技术方法简单，但是要根据不同的功放找到与其特性相反的二极管或三极管，并不是件容易的事。所以直到目前仍有大量的文章是关于何种二极管或三极管应用于何种功放取得良好线性的。
从另一个角度讲，为了分析的方便，就以放大器在输入为双音信号时，对消其产生的交调产物为目标来设计。这时预失真器实际上是一个交调产生器，其输出的是一个幅度、相位可控的交调产物的以及需要的载波。这种方法在第３章中有详细的论述，并且结合理论分析做出了实物（见附录３）。
１．２．３前馈线性化技术
前馈法的基本原理是用两个环路分别对消掉载波信号和失真信号来实现线性化。由于在第一个环路中提取出来的失真成分都是需要线性化的放大器自身的产物，所以用这些产物来和放大器的输出端的失真成分对消，效果非常良好。
早在２０世纪２０年代，贝尔实验室的Ｈ．Ｓ．Ｂｌａｃｋ就提出了减小放大器失真的两种方法：前馈和负反馈。在１９６０年，贝尔实验室的Ｓｅｉｄｅｌ和他的同事发现负反馈会造成放大器固有的群延迟，它受条件稳定和抑止互调失真有限等限制，他们才开始研究前馈在放大器中的用途。前馈有许多潜在的有点，如：（１）可以大大的改善功放的线性度；（２）在工作频带的带宽内，它不损失器件的增益带宽；（３）第二个辅助放大器仅处理误差信号，因此，它是低功率和低噪声的放大器，使系统的总噪声性能得到改善：（４）它是无条件稳定的电路。但由于前馈法电路的复杂性，当时前馈技术并未有太广泛的应用。近年来随着移动通信事业的发展，以及对器件线性程度的要求的不断提高，前馈技术在国外已经广泛应用，关于前馈控制算法的研究也成了研究的热点。但是，在国内还内还没有较成熟的产品出现，高校也多停留在理论及仿真的阶段。
前馈法的优点是线性改善度高，但是这也是以牺牲效率为代价的，由于其在第二个环插入了误差放大器，所以其效率一般都低于模拟预失真法。
前馈法的难点是如何对其幅度和相位随温度和功率的变化做自适应的控制，关于前馈的控制算法向来是研究的热点【６】【７】【８】。本文结合实际，在第２章前馈的理论基础上，采用简单的自适应算法，实现对前馈功放的控制。（实物见附录２）
线性功率放大器研究
１．３研究方案概述
一般说来，线性度要改善１５ｄＢ以下ｊ用模拟预失真技术是可以实现的，根据不同情况可以适当的选择和主放大ＡＭ—ＡＭ特性和ＡＭ—ＰＭ特性相反的二极管或三级管来实现预失真器，这种办法无疑是最简单，效率最高的，但简单易行的办法往往其要求却是最高的，因为要找到和主放大特性完全相反的预失真器并不是一件容易的事情；采用单独提取交调的办法来产生预失真的方法虽然也容易理解，线性改善度也可以很高，但是其实现难度上也是相当高的，本文将有详细论述，其需要大量的辅助电路（调幅调相器，ＡＬＣ，ＡＧＣ），并且对信号控制的要求也是相当高的。所以要改善１５ｄＢ以上最好是采用前馈技术，在前馈技术中，根据适用场合的不同，可以选择不同的控制办法以及算法，本文所采用的算法使用于环境变化（温度，功率）范围不是特别大的情形，如果这些因素变化过于迅猛，则需要采用更精确的自适应控制算法，例如对第二个换采用插入导频信号的办法。
本文将在第二章对前馈技术展开详细的分析，并且结合具体的指标要求，设计了一款用于ＣＤＭＡ系统的３０Ｗ前馈功率放大器，在设计的过程中，对主放大和调幅调、相器的设计过程进行了详细的论述（包括理论分析、器件选择、电路设计），并且对各部分及整个环路都进行了仿真，（见附录１），再根据实际情况选择了适当的自适应算法，最终完成整个前馈功率放大器的设计，取得不错的效果。实物见附录２。
鉴于前馈技术的复杂性，以及其在效率方面不够高的特点，在第三章对预失真技术展开新的讨论，同样以一个具体的指标为例，先从传统的预失真技术入手，展开理论分析，在此基础之上，设计了一款预失真线性功率放大器，对其进行了仿真，并做出了（实物见附录３），根据结果发现其预失真器产生的ＩＭＤ５对主放大的ＩＭＤ５反而产生了不好的影响；因此重新对预失真技术展开分析，发现问题所在，在此基础之上重新设计了一款独立控制ＩＭＤ３和ＩＭＤ５的预失真功率放大器，经过仿真得到良好的效果。
第二章前馈线性化技术
第二章前馈线性化技术
本章先介绍功放的非线性特性及其描述方法，再以实现如下指标的ｃ网功率放大器为例：平均输出功率＝３０Ｗ，双音间隔为１．２３ＭＨｚ的ＩＭＤ３：＜一６０ｄＢｃ，ＡＣＰＲ＜．４５ｄＢｃ＠＿７５０ｋＨｚ（ＲＢＷ３０ｋＨｚ），ＡＣＰＲ＜．６０ｄＢｃ＠＋１．９８ＭＨｚ（ＲＢＷ３０ｋＨｚ），增益约为５０ｄＢ：选择前馈技术，先分析前馈的基本原理，再逐个讨论其各主要组成部分，以及各部分和整个前馈功放的关系。在每一部分的理论分析基础之上，又介绍了各部分的设计过程，最后介绍了我们选用的控制算法，并且最终实现了整个前馈功放。
２．１放大器的非线性特性的描述
２．１．１功率放大器的输入输出特性
对于一个理想的线性化的放大器，其输出电压仅是输入电压的常数倍，可以通过下式表达【２１】：
Ｋ。Ｏ）一Ｇ‘圪（ｆ）（２．１）
所有的输入信号幅度都被放大了Ｇ倍，在一个给定的频率下，输出信号同输入信号的相位差也是一个固定的值。
一个理想的放大器，在整个的通带内具有固定的增益，线性的相移，固定的延迟时间。一个理想的放大器也是无记忆效应的，即，放大器在任何时刻的输出响应是由这一时刻的输入决定的，而不受前一时刻的影响。
ＩｍⅢ均脑驴
＼
抽小
瀛歹
／
０ⅢＤ卅
．左
／
１０∥０；１Ｃ
Ｌ—。一
／
图２．１放大器的２端口表示图２．２输入输出关系
然而，实际中放大器中所使用的器件，例如晶体管，都具有非线性，这种非线性使得输出电压是输入电压更高阶的函数。任何非线性的输入输出关系都可以用泰勒基数的展开来描述，所不同的仅是展开系数的不同而已，如图２．１，图２．２：
ｖ。＝Ｇ１ｖ。十Ｇ２ｖ？＋Ｇ３口＋Ｇ４ｖ卜Ｇｓｖ卜…（２．２）
线性功率放大器研究
这里ｑ即为描述功放不同非线性的展开系数，是标量。
２．１．２ＡＭ—ＡＭ和ＡＭ—ＰＭ特性
由于电压是具有幅度和相位的矢量，所以如果把输出电压的幅度和相位分别对应输入电压的大小来对待，就是其ＡＭ．ＡＭ和ＡＭ—ＰＭ特性。即ＡＭ—ＡＭ用来表示输出电压幅度随输入电压幅度的变化关系，ＡＭ－－ＰＭ用来表示输出电压相位随输入电压幅度的变化关系。线性和非线性的ＡＭ－ＡＭ和ＡＭ－－ＰＭ特性分别表示如图２．３和图２．４。
２．１．３单载波输出和谐波失真
如果以一个网路的输入信号为未调制的ＣＷ信号，其形式为：
圪（ｆ）一口?ｃｏｓ（２?石?，ｌ?ｆ＋庐）（２．３）
那么当该网络是线性的系统时，则输出由（１．１）决定，输出形式如图２．５所示，经过傅立叶变换由时域变成频域则输出如图２．６所示。
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图２．５线性的单载波时域输出图２．６线性的单载波频域输出
而对于非线性的网络，则输出由式（２．２）决定，输出形式如图２．７所示，经过傅立叶变换由时域变成频域的则输出如图２．８所示。
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第二章前馈线性化技术９
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图２．７非线性的单载波时域输出图２．８非线性的单载波频域输出
从频域分析可以更直观的看出，线性系统只输出需要放大的一个载波，１，而非线性系统中除了输出需要的载波外，还出现了直流分量、２次谐波２，１≮３次谐波３＾。
２．１－４输入为双音信号时的谐波和交调失真
如果输入的双音信号形式为：
ｐｌ（ｆ）＝口‘ｃｏｓ（２‘，ｒｇ‘，ｌ。ｔ）＋口‘ｃｏｓ（２’２Ｚ＂’，２‘ｆ）
（２．４）同样由（２．１）式得出其时域和频域线性化的输出如图２．９和２．１０。
ＦⅢ叫ａｎ■Ｔ叫佃幡
一２ｌ
图２．９线性的双载波时域输出图２．１０线性的双载波频域输出
同样对于非线性网络输出由（２．２）式变为：
Ｖ。＝Ｇｌａ［ｃｏｓ（ｗｌｔ）＋ｃｏｓ（％ｆ）】＋Ｇ２ａ２［ｃｏｓ（ｗｌｔ）＋ｃｏｓ（％ｆ）】２
＋Ｇ２ａ３【００ｓ（ｗｌｆ）＋ｃｏｓ（ｗ２ｔ）１３＋Ｇ２口４【ｃｏｓＯＶ，）＋ｃｏｓ（ｗ２ｔ）１４（２．５）
＋Ｇ２ａ５［ｅｏｓ（ｗ，ｔ）＋ｃｏｓ（ｗ２ｔ）］５＋…
进一步展开，得到表２．１
Ｇ１?ｕ
Ｇ，?ｖ？Ｇ，?ｖ？Ｇ。－ｖ？Ｇ?订１（ｄｃ）
１９１４１９｜冬２５／４
ＷＩｍ姊要譬＿暑Ｅｏ曩覃弓，
线性功率放人器研究
１９｜４２５／４ｗ?
２ｗ，“２
２２ｗ，１／２
２
１３
ｗｌ±％
２ｗ，±ｗ＾３／４２５／８２ｗ，±ｗ．３／４２５／８３砒１／＇４２５／１６３ｗ＾１／４２５／１６２ｗ，－４－２ｗ，３／４
３ｗ，±％１／２
３ｗ＇±ｗ１１／２
４１４，＇１１／８
４Ｍ１／８
３ｗ，±２ｗ，５／８３ｗ，±２ｗ，５／８４ｗ，±ｗｎ５／１６４ｗ，±ｗ．５／１６５Ｗｌ１／１６５ｗ１１／１６
表１．１（１．５）式展开后的各阶产物
ＭＩ
ｌＩ
１
０。如ｌｌｒ
ｂ｛ｇ≈晌ｎ
夕ＪＩ
■ｒＩ’！唑懋。。
ＩｌｒＷ’㈠唪Ｉ怖１
ＩｌＩ—Ｉｎ
图２．１１非线性的双载波时域输出图２．１２非线性的双载波频域输出
同样对于线性系统来说，时域的情况下未出现包络上的失真，频域下也仅由两个输入信号的放大。但在非线性系统中，输出信号的包络出现了失真，如图２．１１，频率域中出了放大后的载频信号外，还出现了直流分量、二阶项：在频率点２ｗＩ，吕要Ｐｊ拿６
兰三至堕堕堡丝垡垫查！１
２ｗ２，ｗｌ±Ｗ２的二阶产物；四阶项：频率点在４Ｍ，４ｗ２，２Ｈ±２％，３ｗｌ±％的
四阶产物。总之，偶阶失真项的频率已落在了通带范围以外，不予考虑；对于奇阶失真项，其谐波分量也落在了通带以外，只有奇阶交调分量的频率最靠近输入
的双音信号，其频率为２ｗ：一ｗｌ，２Ｍ—ｗ：以及３ｗ２—２Ｍ，３Ｍ一２ｗｚ…频谱如图２．１２所示，幅度如（２．６）式：
Ｆ峨…Ｇｌ＋≯Ｇ＋萼ａ５．Ｇ５
ＩＭ３。＝三ａ３．Ｇ３＋警ａ５＂Ｇ５旺ｓ，
ＩＭ５ｗ＝５ａｓ－Ｇ５
２．１．５３阶截距点
｝！．ｂ；司?一
ｌ，卜，，ｒ．，ｒ
一一｝呻Ｂ纠
Ｚ
护蔓＂ｒ帅曲ｒＩｍ?ｃ吧
．｜，Ｉ１叩叩熙＾
式
ｙ叩１，
图２．１３ＩＰ３
由（２．６）式可以看出，输入信号幅度每增加ｌｄＢ，则２次谐波份量则增加２ｄＢ，而３阶交调份量则增加３ｄＢ，即如果以输入信号幅度为横坐标，则输出载波与３阶交调随输入功率的变化关系如图２．１３所示，显然３阶交调的斜率是输出载波的３倍，二者的交点即３阶交调和输出功率相等时的点，称为３阶截距点（ＩＰ３）。３阶截距点和３阶交调的关系如下：
‰瑚－２忆蛳一‰珊Ｊ（２－７）Ｅ．。是输入功率，Ｂ。西，是３阶截距点，‰．ｍ是交调大小ａ例如，－－－１．功放的３阶交截点为３０ｄＢｍ，当输入功率为０ｄＢｍ时，其交调相对值为６０ｄＢｃ。２．１．６级联网络的３阶截距点
对于级联网络来说，其ＩＰ３可由下式计算：
（２．８），Ｐ３。＝上＋旦＋盟。．＋盟：：ｇｉ
１１＂３１ＩＰ３２ＩＰ３３ＩＰ３。
线性功率放大器研究
其中Ｇ。为各级的实际放大倍数Ｇ。＝１０‘ｋ肿，／Ｐ３。为３阶交截点的大小／Ｐ３。＝１０”ｍ７”，单位为Ｗ。
２．１．７临道功率比（ａｄｊａｃｅｎｔｃｈａｎｎｅｌｐｏｗｅｒｒａｔｉｏ）
临道功率比（ＡＣＰＲ）是用来衡量由于功放的非线性导致的需要的信号功率扩散到临近信道的程度。如果中心频率为Ｌ，功率为只，需要观测的频率为，ｃ一，ｏ，功率为￡．。，则用ａ／Ｐ，一。再取ｄＢ即为临道功率比。
２．１．８双音交调和ＡＣＰＲ的关系
根据前面对ＩＭＤ和ＡＣＰＲ的分析，对下列参数做如下约定：删Ｒ—。为双音交调比（ｄＢｃ）；上巴为器件的３阶交截点；只。为器件的平均输出功率；１１为载
波数目；ｒ为临道产物数目（ｒ＿１代表第一个交调产物）
则ＡＣＰＲ和交调的关系为：
爿ｃ‰＝ＩＭＲ２＿。，－６＋ｌＯｌｏｇｆ熹１汜９，
其中，
Ａ—２—／￥３－３ｎ—２－２／１＋里里！虹哇Ｂ—ｎ—２－ｒｏｏ—ｄ（ｎ／２）：蚬一。一２她一‰）＋６２４８４
（２．１０）ｍｏｄＷｙ）定义为ｘ除以ｙ得的余数。下面举例计算，对于一个未线性化的多载波功率放大器，ＩＰ３为６０ｄＢｍ，如果用它来放大一个具有１６载波的输入信号，每个载波的功率为ｌＷ（３０ｄＢｍ），则其ＡＣＰＲ计算过程如下：
Ａ１６＝３０８：Ｂ１６—６４
则由（２．９）式和（２．１０）式得ＡＣＰＲ为：
ＡＣＰＲｍ＝ＩＭＲ２一ｍ。一１．０２３
ＩＭＲ２ｍ。＝２（ＩＰ３一ｆｋＪ＋６
－２［Ⅱ：一（１０ｌｏｇＯ）＋ｆ‰）］＋６
－?２［６０．．（１０Ｉｏｇ（１６）＋３０）］＋６
＝４１．９ｄＢｃ
这里ｎ为载波数，‰为每一载波的功率，则：
爿Ｃ尸：Ｒ置４１．９—１．０２３皇４０．９
第二章前馈线性化技术
２．２前馈法分析
本节主要介绍整个前馈环路，以及对各部分的指标要求，根据这些理论分析，分别确定了实现该功放各部分所选择的器件，以及实现的过程。
２．２．１原理介绍
前馈法可由图２．１４简单说明之。信号经过功分器分成两路，一路经主放大器到耦合器再经过固定的衰减器到达载波对消处，由于主放大的非线性导致这里不但有主频信号还有交调产物；另一路经延迟线１到达载波对消处；这两路信号在载波对消处对消掉载波。剩余的交调产物经过误差放大器到达失真对消处，前面经过耦合器的信号除了参与信号对消的部分外还有一部分通过延迟线２到达失真对消处，这两路信号在失真对消处对消掉各种失真产物，最终仅输出主载频信号。图１所示，口为插损量、ｃ为耦合量、ｇ为各放大器增益。环路的平衡是对消的保证【９】。对于第一个环有
图２．１４前馈法原理图
ａ３。，ｌ‘口‘－ｃ３。ｇ，‘ｃ１‘，，‘ｃ４（２．１１）代入输入输出关系
圪，－ｃ３?ｇ，‘ａｌ‘ｆ２?ａ２?圪＋ｃ２’ｇ。。（ａ３。ｆｌ‘ｃ．一ｃ３‘ｇ，’ｃ１‘‘‘ｃ‘）。屹（２．１２）可得总增益为
驴昔－业嚣等丝旺㈦
可见，前馈功放的增益仅是一些无源器件的函数，与主放大器无关。
同样，对于第二个环路，当其平衡时有：
ａｌ‘ｆ２’ａ２－ｃｌ。ｆ３。ｃ４’＆’ｃ２（２．１４）
线性功率放大器研究
Ｐ：竺！：１２兰２一（２．１５）
～ＣＩ。‘’ｃ４。ｃ２
带入输入输出关系式（２．１２），同样得总增益为（２．１３）式
旷等一坐繁舞盟ｃｚ．㈣可见，当两个环路都达到平衡的时候，总增益是独立于任何非线性量的，即主放大与辅放大的失真成分均未体现在输出端。
如果以ｄＢ表示，则（２．１６）式变为
（２．１７）Ｇ一兰Ａ１＋Ａ２＋爿３＋爿４十工１＋工２一Ｃｌ—Ｃ．一工３
对于固定的耦合器和延迟线，前馈的增益可以通过改变衰减器Ｌ３的衰减
量来调整。增加衰减值会提高整个前馈的增益；但同时必须提高主放大的增益，以确保整个前馈的输出功率。
根据上面的分析，结合具体的指标要求，对各部分增益及插损和耦合做如图２．１５的分配：
图２．１５各级增益分配图２．１６各级延迟分配ｇ。是包含了主放大器及其推动级和此处相位、幅度调整网络的总增益，约为５２ｄＢ；ｇ。包含了误差放大器及其推动级和该处相位、幅度调整网络的总增益，约为６１ｄＢ。加上输入端的衰减和小信号放大，整个前馈的增益约为５２ｄＢ。
２．２．２幅度和相位不平衡度对信号对消的影响
然而，输入功率、环境温度等因素的变化，都会引起整个环路相位和幅度的变化，这些变化会对环路的平衡带来严重的影响，导致失真对消不彻底。幅度和相位的不平衡对交调改善度的影响可由下式来计算【１０】：
Ｉ笪丝ｌ
ｚ！ｄＭＤ＝一１０ｌｏｇｈ＋１０１０—２?１０２０ｃｏｓ（ａ妒）ｌ（２．１８）
一ｌＪ
式中，ＡＧ为幅度不平衡度（ｄＢ），△妒为相位不平衡度。ＡＩＭＤ为交条改善度（ｄＢ）。ＡＩＭＤ要改善２５ｄＢ以上，ＡＧ和△妒要分别小于０．５ｄＢ和２度。所以，
第二章前馈线性化技术
对环路的控制以保证良好的对消才是前馈技术的难点和关键所在。
２．２．３前馈的输入匹配
如图２．１７所示，输入信号被分为两路：一路到延迟线１，另一路到主放大器。当环路１平衡的时候，没有载波出现在耦合器４的输出端；
为了整个功放的噪声特性，输入耦合器３在延迟线方向通常都选择最小的损耗量。到达主放大方向的信号通常衰减的多一些，这样输入反射系数ｒ用。。。就可以忽略了。例如，ｃ３—一ｌＯｄＢ，主放大的回损是．１５ｄＢ，那么在前馈的输入端反射信号就被衰减了３５ｄＢ，是可以忽略的了。
理论上不应该有通过主放大的信号返回到前馈的输入端；然而，耦合器的方向性都是有限的。经过主放大的信号会有少量出现在耦合器４的输入端，并且经由延迟线返回到耦合器３的输入端。
整个前馈功放输入端的回波损耗为：
舭ｈ，一２‘４＋２?厶＋以＋Ｄ４（２．１９）如果延迟线的损耗增加ｌｄＢ，那么整个功放的回波损耗就增加２ｄＢ；然而，前馈的噪声特性也会随之下降，噪声系数会增加ｌｄＢ。所以为了增加前馈的回波损耗，就应该尽可能的增加耦合器的回波损耗而不是增加延迟线的损耗。改善耦合器的方向性的另一个好处是，可以降低幅度和频率的抖动，这个抖动会对宽带信号的对消有负面的影响。
图２．１７前馈输入匹配图图２．１８前馈输出匹配图
根据图２．１５的指标分配，由（２．１９）式得殿‰＝７１ｄＢ。
２．２．４前馈的输出匹配
如图２．１８，在实际工作中，耦合器１的方向性也是有限的，一些信号会返回到耦合器１的耦合端，并且再次经过误差放大到达耦合器２，再到输出端。输出回波损耗为：
Ｒｋ∞。；ａ２‘ｆ２‘‘＋ｆ３’Ｃ４’ｇ。’ｃ２（２．２０）当环路２平衡时，把ｇ。；÷至！￡｝代入上式，并且ｆ。：ｄ，．ｃ１，则
ｃ１‘ｃ。‘ｃ．‘ｆ，
毗。ｍｆ＝口１’口２２’譬’ｄ１（２．２１）
线性功率放大器研究
如果以ｄＢ的形式表达，则：
』ｔＬ。。。，（ｄ日）；２。Ａ２＋２’Ｌ２＋４＋Ｄ１
（２。２２）如果增加延迟线２的损耗，同样会增加输出端的回波损耗；然而，这样就降低了功放的输出功率，同时效率也会下降。所以，同输入匹配一样，只有增加耦合器的方向性同时降低幅度、频率纹波才能更好的保证信号在宽频带范围内的对消。
同样根据图２．１５的指标分配及（２．２２）式，得本方案前馈输出端的回波损耗约为３２ｄＢ。实际工作中，还要加隔离器，这样回波损耗就更大。
２．２．５前馈法噪声低的原因
前馈功放输入端的信噪比定义如下：
５１＾限㈣一二
（２．２３）
刀ｊｓ是输入信号功率（ｗ）珥是输入噪声功率（ｗ）
对于共轭匹配电路来说，输入噪声功率就代表最大可能噪声功率：
玎，＝ｋ‘Ｔ‘Ｂ（２．２４）
ｋ是波兹漫常数，为１?３８×１０－ｚ３；Ｔ是绝对温度值；Ｂ等效噪声带宽。
产生于主放大器的附加噪声（噪声ｆａｃｔｏｒ为厶），当环路２达到平衡时，就完全对消掉了：
一’ｇ。’厶’ａ１’１２‘口２一吩‘ｇ。。，：’Ｃ１‘ｆ３。ｃ．‘ｇ。’ｃ２—０
（２．２５）产生于误差放大路径的附加噪声则无法对消了，因为在误差放大器之后没有别的环路来产生和其对消用的噪声，所以由误差放大器产生体现在前馈输出端的噪声为：
，ｌ。；ｎｉ’ｇ。‘丘
（２．２６）
上式可以写为下面的形式：ｎ。＝抨ｉ’ｇ。＋【丘一１如ｌ’ｇ。
（２．２７）上式中的第一项峨ｇ。是由于前馈输入端的噪声引起的，在给定的环境温度和带宽下是无法降低的，因为啦就代表的是真是的热噪声。第二项代表附加噪声可以通过降低噪声系数使得正一１来得到。
前馈输出端的信噪比为：
ＳＮＲ。。。鱼羔
（
２．ｏ．２８）２８）№。一里
（２．订ｆ。Ｃ２把（２．１３）和（２．２６）带入（２．２８）式得到：
姗。唧。掣－ｓ（２．２９）ｎＩ’Ｊｅ所以，整个前馈功放的噪声因数为：
厶＝老＝点ｃｚ．ｓ。，写成噪声系数ｄＢ的形式为：
第二章前馈线性化技术１７
％（ｄＢ）＝ｔ—Ａ，一Ａ一一上１（２?３１）由此可见，前馈功放的噪声系数等于误差放大的噪声加上由输入端到误差放大前的损耗。如前两节所属，为了增加输入端的回波损耗，是不能采用增加延迟线损耗的办法的，这样会造成前馈噪声系数的增加。
本文所设计的前馈功放中，误差放大采用ｍｈｌ９８３８，其噪声系数约为４．１ｄＢ，Ａ，：３ｄＢ，Ａ４：Ｏ．０３５ｄＢ，Ｌ，＝２．５ｄＢ，所以由（２．３１）得本方案整个前馈的噪声系数约为９．６ｄＢ。
２．２．６延迟线
信号通过一个网络的延迟等于信号相位的变化率同信号角频率变化率的比值：
ｆ；鲤（２．３２）
Ａ∞
对于频率为，０的点频信号，其延迟时间ｆｏ为：
％；ｆ竺１（２．３３）
”＼△甜／．ｔｏ
对于多载波信号或者已调信号，则包含一组频率，（２．３２）式就指的是群延迟。总之，当两个信号的相位变化率同角频率的变化率的比值相等时，它们就具有相等的延迟
一个放大器的延迟包含两个部分：１。实际的传输延迟，２。传输函数中的极点和零点造成的信号相位的变化。一个网络延迟的增加要么是极点、零点的增加造成的，要么是传输时间的加长造成的。在前馈放大器中，延迟线在参考路径中用于补偿通过有源路径（幅度、相位调整网络和功放）的群延迟。只有当延迟时间完全相等的时候，信号对消才是独立于频率的量，如图２．１９所示。
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嘈移。
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一５＿．－３—２—１０１２３４５
Ｎｕ删ｉＱｌｒｄ岫，ｅ／ｅｒ，Ｃｈ，ｔｎ／ｓｍ嘲ｈ
图２．１９信号对消在不同频率下随延迟失配的变化图２．２０带边抑制随延迟失配波长数得变化如果通过两个路径的延迟不匹配，则对消就会变成窄带的，图２．２０示出了带边抑制特性随延迟失配情况的变化曲线。然而对于一个延迟失配来讲，在窄带范围内仍然可以取得相当程度的信号对消。在某些特定的情况下，需要人为的制造一些延迟失配，例如通过降低延迟线的损耗以提高整个前馈功放的效率。
各级延迟时间如图２．１６所示。
一号一ｃ■ｊ！｝＊