反激式开关电源变压器设计原理 (Flyback Transformer Design Theory) 第一节. 概述. 反激式(Flyback)转换器又称单端反激式或"Buck-Boost"转换器.因其输出端在原边绕组断开电源时获得能量故而得名.离线型反激式转换器原理图如图. 一、反激式转换器的优点有: 1. 电路简单,能高效提供多路直流输出,因此适合多组输出要求. 2. 转换效率高,损失小. 3. 变压器匝数比值较小. 4. 输入电压在很大的范围内波动时,仍可有较稳定的输出,目前已可实现交流输入在 85~265V间.无需切换而达到稳定输出的要求. 二、反激式转换器的缺点有: 1. 输出电压中存在较大的纹波,负载调整精度不高,因此输出功率受到限制,通常应用于150W以下. 2. 转换变压器在电流连续(CCM)模式下工作时,有较大的直流分量,易导致磁芯饱和,所以必须在磁路中加入气隙,从而造成变压器体积变大. 3. 变压器有直流电流成份,且同时会工作于CCM / DCM两种模式,故变压器在设计时较困难,反复调整次数较顺向式多,迭代过程较复杂. 第二节. 工作原理 在图1所示隔离反驰式转换器(The isolated flyback converter)中, 变压器" T "有隔离与扼流之双重作用.因此" T "又称为Transformer- choke.电路的工作原理如下: 当开关晶体管 Tr ton时,变压器初级Np有电流 Ip,并将能量储存于其中(E = LpIp / 2).由于Np与Ns极性相反,此时二极管D反向偏压而截止,无能量传送到负载.当开关Tr off 时,由楞次定律 : (e = -N△Φ/△T)可知,变压器原边绕组将产生一反向电势,此时二极管D正向导通,负载有电流IL流通.反激式转换器之稳态波形如图2. 由图可知,导通时间 ton的大小将决定Ip、Vce的幅值: Vce max = VIN / 1-Dmax VIN: 输入直流电压 ; Dmax : 最大工作周期 Dmax = ton / T 由此可知,想要得到低的集电极电压,必须保持低的Dmax,也就是Dmax＜0.5,在实际应用中通常取Dmax = 0.4,以限制Vcemax ≦ 2.2VIN. 开关管Tr on时的集电极工作电流Ie,也就是原边峰值电流Ip 为: Ic = Ip = IL / n. 因IL = Io,故当Io一定时,匝比 n的大小即决定了Ic 的大小,上式是按功率守恒原则,原副边安匝数相等 NpIp = NsIs而导出. Ip 亦可用下列方法表示: Ic = Ip = 2Po / (η*VIN*Dmax) η: 转换器的效率 公式导出如下: 输出功率 : Po = LIp2η / 2T
正激变换器 实际应用中，由于电压等级变换、安全、系统串并联等原因，开关电源的输入输出往往需要电气隔离。在基本的非隔离DC DC-变换器中加入变压器，就可以派生出带隔离变压器的DC DC-变换器。例如，单端正激变换器就是有BUCK变换器派生出来的。 一工作原理 1 单管正激变换器 单端正激变换器是由BUCK变换器派生而来的。图（a1）为BUCK 变换器的原理图，将开关管右边插入一个隔离变压器，就可以得到图（a2）的单端正激变换器 图（a1）BUCK变换器
图（a2）单端正激变换器 BUCK 变换器工作原理： 电路进入平恒以后，由电感单个周期内充放电量相等， 由电感周期内充放电平恒可以得到： ?==T dt L u T L U 001
即： 可得： 单端正激变换器的工作原理和和BUCK 相似。 其工作状态如图如图（a3）所示： 图（a3）单端正激变换器工作状态 开关管Q 闭合。如图所示，当开关管Q 闭合时的工作状态如图a4所示， ? ? =- -ON ON t T t o o i dt U dt U U 0 )(i i ON o o o i OFF o ON o i DU U T t U T D U DT U U t U t U U == -=-=-)1()()(
图（a4） 根据图中同名端所示，可以知道变压器副边也流过电流，D1导通，D2截止，电感电压为正，变压器副边的电流线性上升。在此期间，电感电压为： O I L U U N N u -= 1 2 开关管Q 截止。开关管截止时，变压器副边没有电流流过，副边电流经反并联二极管D2续流，在此期间，电感电压为负，电流线性下降: O L U U -= 在稳定时，和BUCK 电路一样，电感电压在一个周期内积分为零，因此： ()S O S I T D U DT U U N N ?-?=??? ? ??-1120 得： I O DU N N U 1 2= 由此可见，单端正激变换器电压增益与开关导通占空比成正比，
双管正激理想模型的理论缺陷及实际工作过程分析 The defects in operation principle of dual switch forward converter based on ideal model and the analysis of practical operation principle adlsong 摘要：本文阐述的双管正激拓朴结构基于理想模型的工作原理的缺陷，分析了基于基于实际模型的磁通复位工作原理。还讨论了散热器寄生电容对磁通复位过程的影响。文中给出的实际双管正激电源的工作波形，实验的结果证明了分析的正确。此外，还讨论了磁通复位后开关管两端的电压大小与负载的变化关系，也给出相应的实验波形。 Abstract: The principle of dual switch forward converter based on ideal model and its defects are presented in this paper. The practical operation principle based on real model is also discussed in detail. The effect on transformer reset caused by parasitic capacitance between power devices and the heat sink is also discussed. It proves to be correct by the waveforms of a practical dual switch forward converter. It is discussed how the voltage value between the power device after the transformer demagnetized completely varies with the output load. The waveforms are presented in the end. 关键词：双管正激，磁通复位，寄生电容，散热器 Key Words: Dual Switch Forward, Magnetic Reset, Parasitic Capacitor, Heat Sink 双管正激变换器拓朴结构由两个功率开关管和两个二极管构成，当二个开关管Q1和Q2同时关断时，磁通复位电路的二个二极管D3和D4同时导通，输入的电流母线电压Vin反向加在变压器的初级的励磁电感上，初级的励磁电感在Vin作用下励磁电流从最大值线性的减小到0，完成变压器磁通的复位，并将储存在电感中的能量返回到输入端，没有功率损耗，从而提高电源的效率；此外，每个功率开关管理论的电压应力为直流母线电压，这样就可以选取相对较低的额定电压的功率MOSFET 管，成本低，而且额定功率较低的功率MOSFET的导通电阻小，因此可以进一步的提高效率。所以双管正激变换器广泛的应用于台式计算机的主电源及大功率通信电源、变频器等三相电路的辅助电源中。本文将讨论在一些教材和资料中所阐述的这种拓朴结构基于理想模型的工作原理的缺陷，并
第28卷第10期2011年10月 机电工程 Journal of Mechanical ＆Electrical Engineering Vol．28No．10Oct．2011 收稿日期：2011－05－25 作者简介：赵国强（1984-），男，山东临沂人，主要从事能馈式电子负载方面的研究．E-mail ：20910234@zju．edu．cn 通信联系人：马 皓，男，博士，教授，硕士生导师．E- mail ：mahao@zju．edu．cn 能馈式电子负载中交错并联Boost 电路的设计 赵国强，马 皓 * （浙江大学电气工程学院，浙江杭州310027） 摘要：为满足服务器电源测试用能馈式电子负载对第一级DC /DC 低压大电流输入、低输入电流纹波和高效率的要求，第一级DC /DC 采用交错并联Boost 电路。分析了该电路的工作原理，给出了电路中各主要元器件的选取原则。针对电子负载恒流输入需求，给出了基于dsPIC33FJ16GS504的输入电流恒流控制环路设计思路和方法。利用DSP 实现了快速运算，达到精确设定输入电流大小的目的。最后， 制作了一台12V /100A 输入，48V 输出的1.2kW 实验样机。实验结果验证了该电路在低压大电流输入情况下的可行性，电路工作稳定，满足了能馈式电子负载的要求。关键词：服务器电源；交错并联；能馈式电子负载中图分类号：TM13 文献标志码：A 文章编号：1001－4551（2011）10－1269－04 Design of interleaved Boost converter in energy-feedback electronic power load ZHAO Guo-qiang ，MA Hao （Department of Electrical Engineering ，Zhejiang University ，Hangzhou 310027，China ） Abstract ：In order to satisfy the requirements of low voltage and large current ，low input current ripple ，and high efficiency in energy-feed-back electronic load for server power supply test ，an interleaved Boost converter was employed in first stage DC /DC．The operation principle of the circuit was analyzed and the selecting method of main components was presented．In accordance with the demand of constant input cur-rent in electronic load ， design of constant current control loop based on dsPIC33FJ16GS504was introduced．Accurate set of input current was achieved by means of high-speed calculation with DSP．Finally a 1.2kW prototype was built with input 12V /100A and output 48V．The results validate the feasibility of the proposed converter with input of low-voltage and large-current ，show that the circuit can work in stable state and meet the requirements of energy feedback electronic load system．Key words ：server power supply ；interleaved ；energy-feedback electronic load 0引言 随着信息产业的快速发展和数字化革命的不断深 入，服务器电源的输出电流越来越大。服务器电源等 电源出厂前需要进行老化测试， 应用电阻负载时需要消耗大量电能。为节约能源、降低成本，应用能馈式电子负载测试服务器电源是一种有效的解决办法。能馈式电子负载具有低压大电流输入，拉载电流精确设定，输入电流纹波较小，效率较高等特性。 传统Boost 电路在大电流输入时开关纹波大，二极管导通损耗大，效率较低。为了获得较小的输入电 流纹波和较高的效率，前人提出了许多基于Boost 电 路的改进拓扑 ［1-3］ 。但这些电路应用于低压大电流输入时却存在自身固有的缺点。Boost 反激电路输入电流断续，输入电流纹波很大。改进型两相交错并联Boost 变换器的开关电容在大电流输入时体积较大，损 耗增加， 效率较低。电容箝位式交错并联耦合电感Boost 变换器输入电流纹波较大。两功率管不能同时 开通， 限制了电路的占空比，电压增益较小。交错并联Boost 电路因其拓扑结构简单、输入电流连续、效率高、易于控制等特点在低压大电流输入时 具有较大优势而被应用于能馈式电子负载中 ［4-5］ 。通过两个交错控制的Boost 电路的并联，实现了输入大
第2章有源箝位正激变换器的工作原理 2.1 有源箝位正激变换器拓扑的选择 单端正激变换器具有结构简单、工作可靠、成本低廉、输入输出电气隔离、易于多路输出等优点，因而被广泛应用在中小功率变换场合。但是它有一个固有缺点：在主开关管关断期间，必须附加一个复位电路，以实现高频变压器的磁复位，防止变压器磁芯饱和[36]。传统的磁复位技术包括采用第三个复位绕组技术、无损的LCD箝位技术以及RCD箝位技术。这三种复位技术虽然都有一定的优点，但是同时也存在一些缺陷[37-39]。 (1)第三复位绕组技术采用第三个复位绕组技术正激变换器的优点是技术比较成熟，变压器能量能够回馈给电网。 它存在的缺点是：第三复位绕组使得变压器的设计和制作比较复杂；变压器磁芯不是双向对称磁化，因而利用率较低；原边主开关管承受的电压应力很大。 (2)RCD箝位技术采用RCD箝位技术正激变换器的优点是电路结构比较简单，成本低廉。 它存在的缺点是：在磁复位过程中，磁化能量大部分都消耗在箝位网络中，因而效率较低；磁芯不是双向对称磁化，磁芯利用率较低。 (3) LCD箝位技术采用无损的LCD箝位技术正激变换器的优点是磁场能量能够全部回馈给电网，效率较高。 它存在的缺点是：在磁复位过程中，箝位网络的谐振电流峰值较大，增加了开关管的电流应力和通态损耗，因而效率较低；磁芯不是双向对称磁化，磁芯利用率较低。 而有源箝位正激变换器是在传统的正激式变换器的基础上，增加了由箝位电容和箝位开关管串联构成的有源箝位支路，虽然与传统的磁复位技术相比，有源箝位磁复位技术增加了一个箝位开关管，提高了变换器的成本，但是有源箝位磁复位技术有以下几个优点： (1)有源箝位正激变换器的占空比可以大于0.5，使得变压器的原副边匝
高效率大功率适配器的研究 推荐给好友 打印 加入收藏 更新于2007-07-30 02:39:02 适配器拓扑功率因数同步整流 被过滤广告 1 引言 随着技术的发展，电脑CPU的工作频率越来越高，其信息处理能力及各方面功能越来越强，这样就要求为之供电的适配器功率相应较大。目前DELL等公司已为其生产销售的移动PC、笔记本电脑，向电源生产商提出了150W甚至200W适配器的供货要求。对于如此大功率适配器，从安全角度考虑，要求适配器的密封性能要好；为便于携带，同时又希望适配器的体积小。但这些要求却不利于适配器的散热（由于损耗所产生的热量），为此必须采用高效率、低损耗的解决方法。 针对下一代大功率笔记本电脑适配器，本文提出了一种高效率的拓扑结构，并分析研究了其电路工作原理，最后给出了电路参数的选取方法和实验结果。 2 工作原理 笔记本电脑适配器是一种高质量直流输出电源，一般要求它具有宽的交流输入电压范围:90V~264V，并且能够适应输入电压频率的波动：47Hz~63Hz。对于输入功率大于75瓦的适配器，还要求其输入电流谐波满足IEC-1000-3-2 Class D标准，为此适配器须有功率因数校正（PFC）功能。 本文介绍的大功率150瓦笔记本电脑适配器，其输出电压：直流12V；电压调整率：£ ±5%；额定输出电流：12.5A。为满足高功率密度及低成本等要求，经综合考虑，该适配器采用两级电路架构，如图1所示。前级PFC 是升压Boost变换器结构，采用电流临界断续模式（DCMB ）控制；后级直流变换DC/DC部分采用双管正激变换器并对二次侧实行同步整流。
图1适配器的电路结构 2.1 功率因数校正（PFC）电路 由图1可知，交流输入电压Vi经整流桥CR1、输入滤波器L1、C1后，通过电感L2、开关S1、二极管D1组成的Boost 电路变换为直流母线输出电压VB。 图2 PFC电流临界断续模式控制原理时序 PFC工作原理时序[1]，如图2所示。PFC输出电压VB的反馈信号与PFC控制芯片（如ST公司L6561）内部基准信号比较后，产生一电压误差信号；在误差放大器的带宽足够低时（如20Hz以下），该电压误差信号就是一个直流量；此信号和输入整流电压相乘后，得到PFC电感峰值电流基准信号（见图2）。开关S1开通后，PFC电感电流iL2线形上升，达到峰值电流基准时，S1关断；随后iL2通过二极管D1续流，同时向电容C2充电，在电压VB的压迫下，iL2线形下降；当PFC控制芯片检测到电感电流iL2为零时，开关S1将再次开通，开始下一个开关周期。电感电流iL2经输入滤波器L1、C1 滤波，得到连续光滑的正弦输入电流，即图2中所示的平均电流，其值为PFC电感峰值电流基准的一半。 由于开关S1是在电流iL2为零时开通的，故开关S1是零电流开通（ZCS）,因此PFC的开关损耗大为减少；另外由于S1开通时，二极管D1的电流已经为零，所以D1的反向恢复问题也得到解决，由反向恢复引起的损耗将不存在，D1用普通的二极管即可。因控制简单，PFC可采用低成本的控制芯片。 由上分析可知，电流临界断续模式控制的PFC不仅变换效率高，而且还具有控制简单、成本低等优点。
反激式变压器设计原理 绿色节能PWM控制器CR68XX CR6848低功耗的电流模PWM反激式控制芯片 成都启达科技有限公司联系人：陈金元TEL: 电话/传真：-218 电邮:； MSN: 概述：CR6848是一款高集成度、低功耗的电流模PWM控制芯片，适用于离线式AC-DC反激拓扑的小功率电源模块。 特点：电流模式PWM控制低启动电流低工作电流 极少的外围元件片内自带前沿消隐(300nS) 额定输出功率限制 欠压锁定(12.1V~16.1V) 内建同步斜坡补偿PWM工作频率可调 输出电压钳位(16.5V) 周期电流限制 软驱动2000V的ESD保护过载保护 过压保护（27V）60瓦以下的反激电源SOT23-6L、DIP8封装 应用领域：本芯片适用于：电池充电器、机顶盒电源、DVD 电源、小功率电源适配器等60 瓦以下(包括60 瓦)的反激电源模块。 兼容型号： SG6848/SG5701/SG5848/LD7535/LD7550/OB2262/OB2263。 原生产厂家现货热销！-218，。 CR6842兼容SG6842J/LD7552/OB2268/OB2269。 绿色节能PWM控制器AC-DC 产品型号功能描述封装形式兼容型号 CR6848 低成本小功率绿色SOT-26/DIP-8 SG6848/SG5701/SG5848 节能PWM控制器LD7535/LD7550 OB2262/OB2263 CR6850 新型低成本小功率绿色SG6848/SG5701/SG5848 节能PWM控制器SOT-26/DIP-8 LD7535/LD7550 SOP-8OB2262/OB2263 CR6851 具有频率抖动的低成本SOT-26/DIP-8 SG6848/SG5701/SG5848 绿色节能PWM控制器SOP-8 LD7535/LD755 OB2262/OB2263 CR6842 具有频率抖动的大功能DIP-8 兼容SG6842J/LD7552
第十七届全国电源技术年会论文集 基于ＵＣ３８４４的多路输出双管正激电源设计 石晓丽张代润黄念慈郑越四川大学电气信息学院（成都６１００６５） 摘要：介绍了一种基于ＵＣ３８４４集成芯片实现双管正激多路输出的电路，分析了电路的工作原理，并介绍了电路启动和控制设计方法，该控制方法简单，成本低，工作频率高，实用性强，同时设计了两种输出方案来满足不同需要，与一般的双管正激相比有较高的实用价值，实验证明效果良好。 叙词：双管正激多路输出开关电源 １引言 在中等容量的开关电源中，双管正激变换器有比较明显的 优势，它克服了单管正激变换器开关管电压应力过高的缺点，而 且不需要特殊变压器磁复位电路。更重要的是，与全桥变换器 和半桥变换器相比，其在结构上有抗桥臂直通的优点，因此已成 为应用最为普遍的电路拓扑结构。本文设计了一种采用 ＵＣ３８４４控制的多路输出双管正激开关电源。ＵＣ３８４４是一种电 流调制的ＰＷＭ控制器，实现电压电流双闭环控制，芯片内阻较 大（３０ｋ），启动电流小（小于ｌｍＡ），因此在高压输入时仍然可以 使用大电阻分压来进行启动，直接采用变压器输出端反馈，控制 电路简单，电路输出采用ＬＭ３５０调整电压精度。 ２变换器工作原理 本文设计的变换器输出功率２００Ｗ，工作频率５０ｋＨｚ，工作范围４００Ｖ～６００Ｖ，输出４路分别为２４Ｖ、±１２Ｖ和５Ｖ。 图ｌ是变换器的原理图，主电路是双管正激变换器，开关管Ｑ１和Ｑ２同时导通，能量通过高频变压器传输到输出侧，经整流输出给负载；开关管关断时，变压器能量通过续流二极管Ｄ。和Ｄ２回馈到输入端，变压器磁芯复位。 Ｑ和Ｑ采用功率Ｍ喽；Ｈ『ｒ作为功率开关管。开关管与瞬态电压抑制器（ＴＶＳ）并联，可靠保护开关管。Ｒ３、Ｇ、ｂ构成高频变压器原边缓冲电路，用以限制开关管漏极因高频变压器的漏感而可能产生的尖峰电压，岛选用超快恢复二极管，恢复时间为７５ｎｓ。变压器原边的直流输入电压、原边绕组的感应电压以及由变压器的漏感而产生的尖峰电压，三者叠加在一起，其值可能超过Ｍ哽；既丌的额定电压，所以必须在开关管的ＤＳ极增加钳位电路和吸收电路，用以保护功率Ｍ瞪；Ｈ『ｒ不被损坏。Ｒ。、Ｒｚ、Ｃ１、聩与Ｒ、Ｒ５、ｃ３、Ｄ４构成了两个开关管的缓冲电路，Ｄ３和Ｄ４选用超快恢复管，其最大反向耐压值为７００Ｖ，恢复时间为３０ｎｓ。 输出部分采用半波加续流二极管整流，二极管选用超快恢复ＭＵＲ８２０，额定值为８Ａ／２００Ｖ，恢复时间为３０ｎｓ。 ３控制电路的设计 ＵＣ３８４４电流ＰＷＭ模式集成控制芯片广泛用于中小功率的１３（３－１３（３开关电源，ＵＣ３８４４内部主要由５．０Ｖ基准电压源、振荡器、降压器、电流检测比较器、ＰＷＭ锁存器、高增益Ｅ／Ａ误差放大器和用于驱动功率ＭＯＳＦＥＴ的大电流推挽输出电路等 图１由ＵＣ３８４４控制的多路输出双管正激开关电源 构成，启动／关闭电压阀值为１６ｖ／１０Ｖ，输出最大占空比为５０％，工作频率０～５００ｋＨｚ，驱动能力达士１Ａ。 Ｒ２ Ｒ４ 图２ＵＣ３８４４的典型外部接线图 ＵＣ３８４４典型外围电路如图２所示。ＵＣ３８４４的内阻大约３０ｋ，它的启动电压可以由主电路输入电压经过Ｒｔ、Ｒｚ、Ｒ。、Ｒ（芯片内阻）分压而得到，由图２可以知道，Ａ点电压的计算公式为： ＵＡ２ｉ孺Ｒｌ‰ ＵＣ３８４４的启动电压为１６Ｖ，式中Ｒ一３０ｋ，Ｒ２—２０ｋ，Ｒ４—４．７ｋ，可计算出，当Ｒ－一３００ｋ时，％一４００Ｖ电路开始工作。ＵＣ３８４４启动时电流不到ｌｍＡ，启动过程中电阻Ｒ－所消耗的功率大约为： Ｐｅａ＝ｒ×Ｒ１一（１０－３）２×３００×１０３—０．３Ｗ在双管正激变换器中，两开关管是同步的，因此采用变压器分两路来同时给开关管驱动信号，接线如图３所示。ＵＣ３８４４正 ?１８９?
高升压比交错并联Boost电路的分析 类别：电源技术阅读：869 摘要：文章分析了传统BooST电路在实际应用中存在的问题，提出了一种改进型的交错并联Boost电路。在电感电流连续模式下，根据占空比大于或小于0。5的情况，详细分析电路的工作过程，推导了稳态情况下输出输入电压关系式，最后通过仿真验证了理论分析的正确性。0 引言升压变换器是最常用的一种变换器，随着新能源的推广，由于太阳能、燃料电池、蓄电池等输入源具有输入电压较低的特性，升压变换器成为不可或缺的关键部件。常用的非隔离Boost升压变换器，在高输出电压场合，由于寄生参数的影响不可能达到很高的输入输出电压比。而另一种升压电路是隔离升压电路，例如正激、反激电路。隔离升压电路中必须用到的变压器通常具有隔离、变压的功能，在那些不需要隔离或体积要求较小的应用场合，通过变压器升压就很难满足要求，另外变压器漏感引起的一系列问题，比如开关电压过冲，EMI等，常常对电源本身及周围设备带来安全隐患。 为了克服常用升压变换器在大功率、高输入输出变比等场合应用的限制，本文研究分析了一种新的电路拓扑结构及其工作方式，并对其进行了仿真验证。 1 工作原理下面分析Boost电路存在的不足，在理想情况下： M(D)=U0Uin= 11-D(1)根据式(1)，在一定的输入电压下，理论上可以产生任意高于输入电压的输出电压。而实际情况中，由于电感、二极管、开关管都会产生一定的损耗，这些损耗可以等效为一个与电感串联的电阻RL，如图1所示： 图 1 Boost等效电路图此时根据磁平衡原理： 由式(2)、(3)可得：
根据式(4)，在不同的RL/R 情况下，M(D)如图2所示。由此可见，在实际电路中，Boost电路升压比有限制极限，输出电压一般能达到输入电压的4～5倍。在大功率应用环境中，由于损耗严重，升压比反而更低。 为了克服上述非隔离升压电路的不足，本文研究的升压变换器如图3所示，它由交错并联Boost电路与电容串联组合而成。 图 2 升压比与占空比关系曲线图 图3 高升压比交错并联Boost电路结构图在电感电流连续模式下，当占空比大于0。5时，系统工作原理时序如图4所示，PS1、PS2分别为开关管S1、S2的驱动脉冲。ID1、ID2分别为流过续流二极管D1、D2的电流。
正激式变压器开关电源工作原理 正激式变压器开关电源输出电压的瞬态控制特性和输出电压负载特性，相对来说比较好，因此，工作比较稳定，输出电压不容易产生抖动，在一些对输出电压参数要求比较高的场合，经常使用。 1-6-1．正激式变压器开关电源工作原理 所谓正激式变压器开关电源，是指当变压器的初级线圈正在被直流电压激励时，变压器的次级线圈正好有功率输出。 图1-17是正激式变压器开关电源的简单工作原理图，图1-17中Ui是开关电源的输入电压，T是开关变压器，K是控制开关，L是储能滤波电感，C是储能滤波电容，D2是续流二极管，D3是削反峰二极管，R 是负载电阻。 在图1-17中，需要特别注意的是开关变压器初、次级线圈的同名端。如果把开关变压器初线圈或次级线圈的同名端弄反，图1-17就不再是正激式变压器开关电源了。 我们从（1-76）和（1-77）两式可知，改变控制开关K的占空比D，只能改变输出电压（图1-16-b中正半周）的平均值Ua ，而输出电压的幅值Up不变。因此，正激式变压器开关电源用于稳压电源，只能采用电压平均值输出方式。 图1-17中，储能滤波电感L和储能滤波电容C，还有续流二极管D2，就是电压平均值输出滤波电路。其工作原理与图1-2的串联式开关电源电压滤波输出电路完全相同，这里不再赘述。关于电压平均值输出滤波电路的详细工作原理，请参看“1-2．串联式开关电源”部分中的“串联式开关电源电压滤波输出电路”内容。 正激式变压器开关电源有一个最大的缺点，就是在控制开关K关断的瞬间开关电源变压器的初、次线圈绕组都会产生很高的反电动势，这个反电动势是由流过变压器初线圈绕组的励磁电流存储的磁能量产生的。因此，在图1-17中，为了防止在控制开关K关断瞬间产生反电动势击穿开关器件，在开关电源变压器中增加一个反电动势能量吸收反馈线圈N3绕组，以及增加了一个削反峰二极管D3。 反馈线圈N3绕组和削反峰二极管D3对于正激式变压器开关电源是十分必要的，一方面，反馈线圈N3绕组产生的感应电动势通过二极管D3可以对反电动势进行限幅，并把限幅能量返回给电源，对电源进行充
1200W双管正激变换器设计之一——变压器设计 正激变换器通常使用无气隙的磁芯，电感值较高，初次级绕组峰值电流较小，因而铜损较小，开关管峰值电流较低，开关损耗较小，其高可靠高稳定性使得其在很多领域和苛刻环境得到应用.下面举例给大家分享下对正激变换器的设计方法： 规格： 输入电压Vin=400V（一般在输入端会有CCM APFC将输入电压升压在稳定的DC400V左右） 输出电压Vout=12V 输出功率Pout=1200W 效率η=85% 开关频率Fs=68KHz 最大占空比Dmax=0.35 第一， 第一，选择磁芯的材质 选择高μ低损，高Bs材质，一般常采用TDK PC40或同等材，其相关参数如下： 因为正激电路的磁芯单向磁化，要让磁芯不饱和，磁芯中的磁通密度最大变化量需满足ΔB 的动态范围变小而出现饱和，因此，设计时需保留一定裕量，通常取60%~80%（Bs-Br）, ΔBc 选得过高磁芯损耗会增加，易饱和，选得过小会使匝数增加，铜损增大，产品体积增大，通常选择60%（Bs-Br），则最大磁通变化量ΔB=（390-55）*0.6=201mT,即0.201T 第二，确定磁芯规格 根据公式AP=Aw*Ae=(Ps*104)/(2ΔB*Fs*J*Ku) 其中: Aw为磁芯的铜窗口截面积（cm2），Ae为磁芯的有效截面积（cm2），Ps为变压器的视在功率（W），J为电流密度（A），Ku为铜窗口占用系数 对正激变换器，视在功率Ps=Pout/η+Pout 电流密度J根据不同的散热方式取值不同，一般采用300~600A/cm2,此处考虑到趋肤效应采用多股纱包线，取600A/cm2 铜窗口占用系数Ku取0.2 ΔB=0.20T，J=600A/cm2,Ku=0.2 代入公式得AP=[(1200/0.85+1200)*104]/(2*0.201*68*103*600*0.2)=7.962cm4 查磁芯规格书，选用磁芯ETD49,其相关参数如下： ETD49的AP=Aw*Ae=375*213=79875mm4=7.9875cm4<7.962cm4,即,OK。 第三，计算匝比、匝数 1. 根据公式N=Np/Ns=Vin/Vout=(Vin*Dmax)/(Vo+Vf) 其中Vf为输出二极管正向压降，取0.8V 得匝比N=（400*0.35）/(12+0.8)=10.9375, 取匝比N=11验算最大占空比Dmax， 最大占空比Dmax=N(Vout+Vf)/Vin=11*(12+0.8)/400=0.352 2. 根据公式Np=Vin*Ton/(ΔB*Ae) 导通时间Ton=Dmax*Ts,周期Ts=1/Fs*106 得初级匝数 交错并联式BOOST电路的Pspice仿真分析 摘要：文中研究基于Pspice 软件的交错并联BOOST 变换器的拓扑结构，并对其建立仿真模型，进而延伸到N 个相同的BOOST 拓扑结构的并联，从中分析了此种拓扑结构的优点，进而得出此种拓扑结构适于在功率因数校正电路 中应用的结论。关键词：交错并联；BOOST 拓扑；Pspice 仿真；PWM 随着电力电子行业的发展，电路设计的复杂程度越来越高，仿真作为一种便利的设计 手段被广泛的应用于电路设计、分析和验证中，包括用于电路设计中的一系列 仿真软件如MATLAB 中的Simulink 及其Pspice 等软件，这些软件可以对电路中的信号进行仿真，让设计人员了解电路的工作特性，设计人员可以通过仿真 来预测和验证电路设计的准确性，具有时效性强的优点，对于科学研究工作具 有十分有用的价值。笔者在基于Pspice 仿真软件的基础上对BOOST 变换器的并联交错技术进行仿真分析，通过搭建Pspice 模型分析了并联交错BOOST 变换器的优点，即输出纹波很小适用于带载要求纹波小的设备，如应用于计算机 的CPU 等。1 DC-DC 变换器DC-DC 变换器的基本拓扑结构非为BUCK 变换器、BOOST 变换器和BUCK-BOOST 变换器。由于DC-DC 变换器中，输入端和输出端共地，所以也称为三端开关变换器。开关变换器同三端线性调节器有很多相同点，例如输入电压不能调节，但是输出电压可以调节，在效率要求 较高的情况下可以替代线性调节器，开关变化器在输入跟输出之间使用的是扼 流圈而不是变压器。BOOST 电路是升压电路，升压电感完成升压，并通过电容保持电压值。其结构图如图1 所示。 ，其中N 为并联的变换器的个数，本课题中N 为2，交错并联BOOST 拓扑中的PWM 信号的一种时序图如图4 所示。 由图4 的驱动波形分析扑结构的工作状态：状态1 当两个管子都为高电平 反激式变换器(Flyback Converter)的工作原理 反激式变换器以其电路结构简单,成本低廉而深受广大开发工程师的喜爱,它特别适合小功率电源以及各种电源适配器.但是反激式变换器的设计难点是变压器的设计,因为输入电压范围宽,特别是在低输入电压,满负载条件下变压器会工作在连续电流模式(CCM),而在高输入电压,轻负载条件下变压器又会工作在不连续电流模式(DCM);另外关于CCM模式反激变压器设计的论述文章极少,在大多数开关电源技术书籍的论述中, 反激变压器的设计均按完全能量传递方式(DCM模式)或临界模式来计算,但这样的设计并未真实反映反激变压器的实际工作情况,变压器的工作状态可能不是最佳.因此结合本人的实际调试经验和心得,讲述一下不完全能量传递方式(CCM) 反激变压器的设计. 二.反激式变换器(Flyback Converter)的工作原理 1).反激式变换器的电路结构如图一. 2).当开关管Q1导通时,其等效电路如图二(a)及在导通时初级电流连续时的波形,磁化曲线如图二(b). 当Q1导通,T1之初级线圈渐渐地会有初级电流流过,能量就会储存在其中.由于变压器初级与次级侧之线圈极性是相反的,因此二极管D1不会导通,输出功率则由Co来提供.此时变压器相当于一个串联电感Lp,初级线圈电流Ip可以表示为: Vdc=Lp*dip/dt 此时变压器磁芯之磁通密度会从剩磁Br增加到工作峰值Bw. 3.当Q1截止时, 其等效电路如图三(a)及在截止时次级电流波形,磁化曲线如图三(b). 当Q1截止时,变压器之安匝数(Ampere-Turns NI)不会改变,因为?B并没有相对的改变.当?B向负的方向改变时(即从Bw降低到Br),在变压器所有线圈之电压极性将会反转,并使D1导通,也就是说储存在变压器中的能量会经D1,传递到Co和负载上. 此时次级线圈两端电压为:Vs(t)=Vo+Vf (Vf为二极管D1的压降). 次级线圈电流: Lp=(Np/Ns)2*Ls (Ls为次级线圈电感量) 由于变压器能量没有完全转移,在下一次导通时,还有能量储存在变压器中,次级电流并没有降低到0值,因此称为连续电流模式或不完全能量传递模式(CCM). 三.CCM模式下反激变压器设计的步骤 1. 确定电源规格. 1. .输入电压范围Vin=85—265Vac; 2. .输出电压/负载电流:Vout1=5V/10A,Vout2=12V/1A; 3. .变压器的效率?=0.90 第2章有源箝位正激变换器的 工作原理 令狐采学 2.1 有源箝位正激变换器拓扑的选择 单端正激变换器具有结构简单、工作可靠、成本低廉、输入输出电气隔离、易于多路输出等优点，因而被广泛应用在中小功率变换场合。但是它有一个固有缺点：在主开关管关断期间，必须附加一个复位电路，以实现高频变压器的磁复位，防止变压器磁芯饱和[36]。传统的磁复位技术包括采用第三个复位绕组技术、无损的LCD箝位技术以及RCD 箝位技术。这三种复位技术虽然都有一定的优点，但是同时也存在一些缺陷[37-39]。 (1)第三复位绕组技术采用第三个复位绕组技术正激变换器的优点是技术比较成熟，变压器能量能够回馈给电网。 它存在的缺点是：第三复位绕组使得变压器的设计和制作比较复杂；变压器磁芯不是双向对称磁化，因而利用率较低；原边主开关管承受的电压应力很大。 (2)RCD箝位技术采用RCD箝位技术正激变换器的优点是电路结构比较简单，成本低廉。 它存在的缺点是：在磁复位过程中，磁化能量大部分都消耗在箝位网络中，因而效率较低；磁芯不是双向对称磁化，磁芯利用率较低。 (3)LCD箝位技术采用无损的LCD箝位技术正激变换器的优点是磁场能量能够全部回馈给电网，效率较高。 它存在的缺点是：在磁复位过程中，箝位网络的谐振电流峰值较大，增加了开关管的电流应力和通态损耗，因而效率较低；磁芯不是双向对称磁化，磁芯利用率较低。 而有源箝位正激变换器是在传统的正激式变换器的基础上，增加了由箝位电容和箝位开关管串联构成的有源箝位支路，虽然与传统的磁复位技术相比，有源箝位磁复位技术增加了一个箝位开关管，提高了变换器的成本，但是有源箝位磁复位技术有以下几个优点： (1)有源箝位正激变换器的占空比可以大于0.5，使得变压器的原副边匝比变大，从而可以有效地减少原边的导通损耗； (2)在变压器磁复位过程中，寄生元件中存储的 本科毕业设计（论文） 双管正激同步整流变换器 *** 燕山大学 2012年6月 本科毕业设计（论文） 双管正激同步整流变换器 学院（系）：里仁学院 专业：08应电2班 学生姓名：*** 学号：*** 指导教师：*** 答辩日期：2012/6/17 燕山大学毕业设计（论文）任务书学院：系级教学单位： 学号*** 学生 姓名 *** 专业 班级 08应电2班 题目题目名称推挽正激式DC-DC变换器的设计 题目性质 1.理工类：工程设计（√ ）；工程技术实验研究型（）； 理论研究型（）；计算机软件型（）；综合型（） 2.管理类（）； 3.外语类（）； 4.艺术类（） 题目类型 1.毕业设计（√ ） 2.论文（） 题目来源科研课题（）生产实际（）自选题目（√） 主要内容随着电源技术的发展，低电压、大电流的变换器因其技术含量高，应用广，越来越受到人们重视。在开关电源中，正激式和反激式有电路拓扑结构简单，输入输出电气隔离等优点，广泛应用于中小功率电源变换场合。与正、反激式相比，推挽式变换器变压器利用率高，输出功率较大，基本不存在励磁不平衡的现象。因此，一般认为推挽式变换器适用于低压，大电流，功率较大的场合。应用SG3525设计一套用于正激电路的低压大电流变换器及其控制系统，并通过Pspice仿真验证其闭环控制性能。 基本要求1. 了解正激变换器的基本原理，建立推挽正激式低压大电流DC-DC变换器的Pspice仿真模型； 2. 基于SG3525的特性设计PI控制闭环系统，给出控制参数的设计过程； 3. 仿真验证控制系统的性能。 参考资料1. 基于SG3525控制的双管正激变换器 2. SG2525A-REGULA TING PULSE WIDTH MODULA TORS 3. 脉宽调制电路SG3525AN原理与应用 4. SG3525在开关电源中的应用 周次第～周第～周第～周第～周第～周 应完成的内容查阅资料、 分析原理 建立正激式 DC-DC变换器的 Pspice仿真模型 闭环控制参 数的设计与 整定； 仿真验证；撰写论文 准备答辩 指导教师： 职称：年月日系级教学单位审批： 年月日 正激式变压器开关电源工作原理 时间：2012-09-0414:50:17来源：作者： 正激式变压器开关电源工作原理 正激式变压器开关电源输出电压的瞬态控制特性和输出电压负载特性，相对来说比较好，因此，工作比较稳定，输出电压不容易产生抖动，在一些对输出电压参数要求比较高的场合，经常使用。 1-6-1.正激式变压器开关电源工作原理 所谓正激式变压器开关电源，是指当变压器的初级线圈正在被直流电压激励时，变压器的次级线圈正好有功率输出。 图1-17是正激式变压器开关电源的简单工作原理图，图1-17中Ui是开关电源的输入电压，T是开关变压器，K是控制开关，L是储能滤波电感，C是储能滤波电容，D2是续流二极管，D3是削反峰二极管，R是负载电阻。 在图1-17中，需要特别注意的是开关变压器初、次级线圈的同名端。如果把开关变压器初线圈或次级线圈的同名端弄反，图1-17就不再是正激式变压器开关电源了。 我们从(1-76)和(1-77)两式可知，改变控制开关K的占空比D，只能改变输出电压(图1-16-b中正半周)的平均值Ua，而输出电压的幅值Up不变。因此，正激式变压器开关电源用于稳压电源，只能采用电压平均值输出方式。 图1-17中，储能滤波电感L和储能滤波电容C，还有续流二极管D2，就是电压平均值输出滤波电路。其工作原理与图1-2的串联式开关电源电压滤波输出电路 完全相同，这里不再赘述。关于电压平均值输出滤波电路的详细工作原理，请参看“1-2.串联式开关电源”部分中的“串联式开关电源电压滤波输出电路”内容。 正激式变压器开关电源有一个最大的缺点，就是在控制开关K关断的瞬间开关电源变压器的初、次线圈绕组都会产生很高的反电动势，这个反电动势是由流过变压器初线圈绕组的励磁电流存储的磁能量产生的。因此，在图1-17中，为了防止在控制开关K关断瞬间产生反电动势击穿开关器件，在开关电源变压器中增加一个反电动势能量吸收反馈线圈N3绕组，以及增加了一个削反峰二极管 D3。 反馈线圈N3绕组和削反峰二极管D3对于正激式变压器开关电源是十分必要的，一方面，反馈线圈N3绕组产生的感应电动势通过二极管D3可以对反电动势进行限幅，并把限幅能量返回给电源，对电源进行充电;另一方面，流过反馈线圈N3绕组中的电流产生的磁场可以使变压器的铁心退磁，使变压器铁心中的磁场强度恢复到初始状态。 由于控制开关突然关断，流过变压器初级线圈的励磁电流突然为0，此时，流过反馈线圈N3绕组中的电流正好接替原来励磁电流的作用，使变压器铁心中的磁感应强度由最大值Bm返回到剩磁所对应的磁感应强度Br位置，即：流过反馈线圈N3绕组中电流是由最大值逐步变化到0的。由此可知，反馈线圈N3绕组产生的感应电动势在对电源进行充电的同时，流过反馈线圈N3绕组中的电流也在对变压器铁心进行退磁。 图1-18是图1-17中正激式变压器开关电源中几个关键点的电压、电流波形图。图1-18-a)是变压器次级线圈N2绕组整流输出电压波形，图1-18-b)是变压器次级线圈N3绕组整流输出电压波形，图1-18-c)是流过变压器初级线圈N1绕组和次级线圈N3绕组的电流波形。交错并联式BOOST电路的Pspice仿真分析
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