第一章绪论
1.1 选题背景和意义
随着全球工业化进程的加剧，以石油为主的能源短缺问题开始逐渐凸现，当前，能源短缺和排放法规越来越严格是汽车工业发展的两大挑战，也是汽车技术不断发展的重要推动力。电动车以其节能、环保的特点，受到广泛关注。全球各个国家都把电动车的发展放到重要的战略地位，各国都在致力于清洁，环保的电动车的研制开发。为了推动电动车的产业化进程，电动车相关技术也得到国内外的广泛重视。对于电动车来说，车载电源是其不可或缺的重要装置，而车载电源已被列入“十五”、“863”电动车重大专项中。
车载电源是以现代开关电源技术为基础的，广义地从电网给电源供电的角度看，大部分开关电源可以认为是市电带的非线性负载，会在电网中产生大量的电流谐波。这个谐波属于无功功率，会在电网中往复流动却不做功，消耗着大量的功率从而严重影响电网效率和运行安全，造成巨大能源浪费和经济损失。解决这个问题的最根本办法就是将所有的用电设备设置为电阻性负载，使得无功输入功率尽可能的减小。
随着电动车的不断推广，充电电源越来越得到大规模的使用。因此，大量电动车用充电电源工作时对电网的污染将不容忽视。针对高次谐波问题，从上世纪九十年代初，各国开始以立法形式来限制电网高次谐波，传统的开关电源都在限制之列。抑制和消除谐波，提高功率因数已成为当今国内外电源界的重要课题。事实上，开关电源的有源功率因数校正技术(Power Factor Correction technique, PFC技术)引起了国内外许多学者的重视，功率因数校正技术可以调节电网的输入特性，使得输入功率有功最大化，令开关电源成为电网的纯阻性负载，可以使电网效率最大化，提高运行安全，保护敏感设备。近几年来，国内外科研人员在PFC的原理、方法、电路拓扑、控制技术等方面也取得了许多成果。因此PFC技术作为一种绿
色能源技术被广泛推广。
随着PFC技术的推广，许多工业开关电源与家电的前端都采用了功率因数校正PFC预调节器。但是随着单相有源PFC技术的成熟和功率等级的进一步提高，原有单重PFC方案的使用受到限制。因为功率的增加，单重PFC的开关器件要承受过高的瞬间电压和电流应力，出现选择器件的困难，增大成本，而且还将增大电路中关键点的电压电流瞬变，造成较为严重的辐射和传导的EMI。
近年来，一种新兴的功率因数校正PFC技术——交错式PFC的使用开始逐渐普及。这种技术能降低功率器件的耐压、耐流要求和输入电流纹波；成倍增加输出功率的等级，减少单个电感的容量。从而大幅减少整个功率电路的成本。因此交错PFC非常适合用于大电流、高功率的应用领域。
本课题就是立足于设计开发电动车车载充电电源的功率因数校正部分，以车载电源的前级PFC预调节电路为对象，研究设计这种交错式PFC 功率因数校正电路，以期能够减少充电电源对电网的污染，提高充电电源的功率因数，降低谐波含量使其成为绿色电力电子设备。
1.2 主要研究内容
1、研究交错boost PFC工作原理，选择合适的控制方案，结合matlab
仿真，在理论上说明交错PFC的应用价值。
2、根据课题要求，选用UCC28070实现PFC控制功能。并学习IC功能。
3、结合工程实际，设计交错PFC预调节电路的主电路、控制电路及外围电路参数，并选择合适的元器件。
4、使用protel和solidworks软件绘制pcb电路板和散热片，并制作样机，调试，最后给出实验结果。
第二章 基本理论
2.1 Boost 电路工作原理
升压式(Boost)变换器是一种输出电压等于或高于输入电压的单管非隔离直流变换器。电路结构见图2-1。
图2-1
根据电感电流是否连续，boost 可分为连续、断续和临界状态三种工作模式，在本文中只针对连续模式进行研究。
连续工作原理如图2-2：
Uo
图2-2 (a) s 开通时 （b ）s 关断时
开关管由信号g U 控制，g U 高电平时，S 开通，反之关断。
S 导通时，L 0in u U =>,电感充电储能，电容C 向负载供电；S 关断时，由于电感电流不能突变，二极管D 为电感续流，此时电感上储存的能量传递到电容、负载侧，由于电感电流减小，电感感应电势0L u <，故o i n U U >。
在电感电流连续的情况下，输入输出端的电压表达如下：
在稳定工作时，由于功率平衡原理，电感两端电压在一个周期内的积分为0。
S 导通期间： L i n
u U = S 关断期间： L i n o
u U U =- 故 ()0in on in o off U t U U t +-= 两边同时除以开关周期s T ，整理后得到输出电压与占空比关系
11o S in off U T U t D
==- (2-1) 由式（2-1）可知，输出电压与输入电压的比值始终大于1，即输出大于输入电压。 当输入电压是由整流桥提供的半正弦电压的情况下，在每个开关周期内，上式同样成立，并且可以推出电感电流：
S 00in on L in O on U t t t L i U U t t t T L L
?<
(2-2) 其中，sin()in in U t =ω为整流桥后的输入电压。
2.2 功率因数校正技术简介
2.2.1 输入功率因数PF
在电工原理中，功率因数通常用cos φ表示，φ为正弦电压和正弦电流的相角差。输入功率因数定义为输入有功与输入视在功率的比值，以PF 表示：
11111cos cos R
U I P PF S U I φγφ=== ( 2-3) 式中：1I 为输入电流基波有效值；R I 为电网电流有效值，1I 、2I ….n I 为
输入电流各次谐波有效值，R I =1U 为输入电压基波有
效值；γ为输入电流的波形畸变因数；1cos φ为基波电压和基波电流的位移因数。
功率因数由输入电流的波形畸变因数γ以及基波电压和基波电流的位移因数决定。位移因数越小，则设备的无功功率越大，设备的电力利用率越低，导线和变压器绕组的损耗越大；γ越小，表示设备输入电流谐波分量越大，将造成电流波形畸变，对电网造成污染，使功率因数降低，严重时会造成电子设备损坏。通常采用无源电容滤波的二极管整流电路的输入端的功率因数只能达到0.65左右。由式(2-3)可知，抑制谐波分量即可达到减小γ、提高功率因数的目的。 所有谐波电流分量的总有效值与基波电流有效值的比值称为总谐波畸变（THD ），其表达式为：
1h I THD I =
= (2-4)
其中，h I 为所有谐波电流分量的总有效值。
总谐波畸变THD 用来衡量电网的污染程度，当1φ=0时，功率因数与总
谐波畸变的关系为：
1R I PF I =
= (2-5)
2.2.2 功率因数校正技术分类
在以交流电网为电源的用电设备中，直流开关电源是必不可少的部分。一般开关电源的前级为一个简单的AC —DC 变换器，由普通二极管整流桥实现，输出一个不可调直流电压，再用一个大电容滤除低频纹波，从而将交流电整为直流电。在使用二极管整流桥作为电网与用电设备的接口时，由于二极管导通角很小，当交流电压大于电容上电压时，此整流电路才能够从电网中摄取能量，因此电网仪在每个工频周期的一小部分时间里(即正弦电压的峰值附近)
给负载提供能量。其典型电路及整流桥后侧输入电流波形如图2-3。
图2-3 简单二极管整流桥及输入电流畸变波形图
为使开关电源有较低的谐波和较高的功率因数，功率因数校正技术(power factor correction ，PFC)被广泛应用。功率因数校正技术根据是否采
用有源器件可以分为无源功率因数校正技术和有源功率因数校正技术。1、无源功率因数校正
无源功率因数校正（passive power factor correction，PPFC）技术是指采用滤波电感和电容构成一个无源网络使得输入电流满足谐波限制要求，完成功率因数校正。结构如图2-4所示。
图2-4
无源PFC技术的主要优点是:高效、高可靠度、EMI小、低价格。然而，无源方案的主要缺点是:滤波和滤波电容的体积、质量较大，且难以得到高的功率因数(一般可提高到0.9左右)，输入谐波电流的抑制效果也不好。
2、有源功率因数校正
有源功率因数校正（active power factor correction，APFC）电路是指采用开关管和控制电路等有源器件，使得AC侧电流在一定程度上正弦化，从而减小装置的非线性，实现PFC功能。通常的基本思想为：在整流器后接入一个DC/DC变换器，应用电流反馈技术，使输入端的电流波形自动跟踪交流输入电压波形，可以使输入电流接近正弦波，且与输入电压同相位。使输入端的总谐波畸变小于5%，而功率因数可以提高到0.99或更高，达到功率因数校正的目的。有源PFC技术由于变换器工作在高频开关状态，
具有体积小、重量轻、效率较高和功率因数高等优点。
APFC电路形式多样，从电网供电方式划分，可分为单相PFC和三相PFC。从电路结构看，可以分为双级型和单级型，双级型电路由boost变换器和DC/DC变换器级联而成，前级boost实现PFC功能，后级DC/DC实现隔离和降压，其优点是每级电路可以单独设计和控制，适合于分布式电源系统的前置级和模块化设计。单级式PFC是将双级型的前后级功能稳定于一
级，结构简单、效率高，但分析控制较复杂，适用于单一集中式电源系统。两者的电路结构如图2-5。
图2-5(a) 两级PFC(b) 单级PFC
由电感电流是否连续，APFC可还分为三种工作模式：连续模式（CCM）、不连续模式（DCM）和临界模式（CCM&DCM）。在几百瓦范围内，三种模式都可以使用，在大功率场合，CCM模式与CCM&DCM 及DCM相比，其输入和输出电流纹波小，电磁干扰小，滤波容易；电流有效值小、器件导通损耗小，较适应于大功率应用场合。一般来说，500W 以上通常使用CCM和CCM&DCM，1000W以上使用CCM。
APFC可采用各种电路拓扑，如Boost、Buck，Boost或Flyback等，其中，运用boost电路的APFC，在CCM模式下输入电流畸变小且易于滤波，开关管的电流应力也小，可以处理更大的功率并有较高的效率，因此应用boost拓扑的APFC电路应用较为广泛。以boost为例，分别检测前后端电压电流信号作为反馈，通过反馈的变化来控制开关管的导通。只要控制好每个开关周期，电感电流就会追踪交流输入电压，将电感电流高频成分滤除之后，就会变为工频电流。这样输入电流与电压同频同相，就达到功率因数校正的目的。
由于车载电源设计要求可以与普通的交流电源插座直接连接；同时，课题是在双级PFC车载电源的背景下建立的，且功率等级高。因此，作为车载电源的前级预调节电路，本论文涉及的交错PFC属于单相双级连续导电模式的前级有源功率因数校正电路。
2.2.3 APFC控制方案及选择
有源功率因数校正控制技术在控制方法上可分为电流峰值法、电流滞环法和平均电流法。
1．峰值电流法
电流峰值法是将实际检测的电感电流和电压环环设定的电流值输入到PWM比较器进行比较，如图2-6所示。图中，开关管T r的电流i s被检测，所得信号i s R i送入比较器。由开关T r的门极信号V g控制电感电流的高频调制。当T r导通时，电感电流上升，达到峰值(由电流基准控制)；这时比较器输出信号，使T r关断，电感电流下降。下一开关周期，T r再次导通。如此进行周期性变化。电流峰值法控制时电感电流波形如图所示。在这种控制方式中，开关频率是恒定的。
i
t
图2-6 电流峰值控制的Boost PFC电路及电感电流波形
此方法问题是，电感电流上升的坡度在输入电压很小时，会非常陡，所以很容易受噪声干扰，开关通断时会产生噪声尖峰，如果这个尖峰耦合到控制电路上，就可能使开关管关断。另外还存在斜坡补偿和尖峰电流与平均值误差较大等问题。
2．电流滞环法
电流滞环法是在峰值法的基础上加了一个滞环逻辑控制器，使电感电
流在上下限之间变化，如图2-7，电流平均值在上下限之间，电流滞环的宽度决定了电流纹波的大小。
i min
max on
off
on
off Vg
t i
图2-7 滞环控制法
与峰值法比较，滞环法也存在噪声、斜坡补偿和电流误差等问题，除此之外，由于负载的大小对电感电流幅值直接相关，所以对于电流滞环法，开关频率受负载影响，其变化幅度很大，在设计输出滤波器时要以最低开关频率计算，故无法得到最小的设计。
3．平均电流法
图2-8给出了一个平均电流控制的Boost PFC 电路原理图。它的主要特点是用电流误差放大器(或动态补偿器)CA 代替图2-6中的电流比较器。平均电流控制原来是用在开关电源中形成电流环(内环)，以调节输出电流的，并且仅以输出电压误差放大信号为基准电流。现在将平均电流法应用于功率因数调节，使输入电流与输入整流电压同相位，并接近正弦波。输入电流信号被直接检测，与基准电流比较后，其高频分量(例如100kHz)的变化，通过电流误差放大器，被平均化处理。放大后的平均电流误差与锯齿波比较后，输出作为开关T r 驱动信号，并决定了其应有的占空比。于是电流误差被迅速而精确的校正。由于电流环有较高的增益—带宽，使跟踪误差产生的畸变小于1%，容易实现接近1的功率因数。图2-8给出了平均电流控制时的电感电流波形。图中实线为电感电流，虚线为平均电流。
t
图2-8 平均电流法boost PFC 原理与及电感电流波形
平均电流控制的特点是：工频电流的幅值是高频电流在一个周期的平均值，因而高频电流的峰值比工频电流的峰值更高。前端具有高增益的电流放大器，平均电流可以很精确的跟踪电流设定值，这点对高功率因数控制电路的应用场合非常重要，因为只要一个小的电感就可以得到较小的THD 。例如：对噪声不敏感；电感电流峰值与平均值之间误差小；原则上可以检测任意拓扑，任意支路的电流；除了可检测Boost 变换器的输入电流外，也可检测Buck ，Flyback 变换器的输入电流，或Boost ，flyback 变换器的输出电流等。并且在两种工作模式CCM 和DCM 下都适用。
表2-1 三种控制策略的比较
4．电压前馈
乘法器是PFC 电路的核心，其有三个输入和一个输出，三个输入分别是输入电压波形采样信号Vac ，输出电压误差放大信号Vao 和输入电压幅值采样的前馈校正信号2ff K ，输出为电流环基准IMO 。乘法器中实际包含
一个平方器和除法器以实现电压前馈功能。下面简要介绍前馈电路的原理。
假定PFC 电路效率很高，开关频率远大于电网频率，则PFC 电路在电网工频内存储和消耗的能量可忽略不计，因此在工频内，PFC 从电网吸收的瞬时功率与输出瞬时功率相等，但是当恒功率输出时，一旦输入电压波动，则输入电流必然会反比例变化，但是PFC 要求瞬时输入电流电压波形相位必须一致，上述两点就产生了矛盾，电压前馈的引入就是为了解决这一矛盾。
在没有前馈的PFC 中，乘法器输出MO I 可以描述为：
MO m in in ao I K K U U = (2-6)
其中，m K 是乘法器增益，in K 是输入电压采样增益，in U 为输入电压，ao U 为电压误差放大器输出信号。
电流控制环则依照MO I 基准和输入电流检测电阻S R 建立了输入电流in I ，两者的关系是正比：
i MO in S
K I I R = (2-7) 其中，i K 为MO I 衰减系数，由上式可得：
i m i n i n a o in S
K K K U U I R = (2-8) 又由于功率因数为1，所以输入输出功率平衡：
2i m in ao in out in in in S
K K K U U P P I U R === (2-9) 可以看出，在输出电压稳定时，即误差电压ao U 不变时，输出功率随着输入电压的变化而呈二次函数变化，矛盾就在这里产生。
如果在乘法器中加入平方器和除法器，即让其根据采集的输入电压in U 产生一个校正信号2ff K ，可用下式表达：
222ff f in K K U =? (2-10)
其中，f K 为平方器的衰减系数。
则以上各式可以修正为：
22=m in in ao m in ao MO ff f in
K K U U K K U I K K U = (2-11) 2i m i n a o in S f in
K K K U I R K U = (2-12) 2i m i n a o o u t i n i n i n S f K K K U P P I U R K ===
(2-13) 由上述推导可知，在引入前馈控制后，实现PFC 功能与恒压恒功率输出将不再产生矛盾。
5．本论文选择的控制策略
对于车载电源，若采用电流峰值法或滞环控制法，要跟随输入电网的正弦波，峰值和平均值之间的误差很大，另外，充电电源的设计功率较大，大功率器件的噪声比较多，因此要求控制方法对噪声不能太敏感，综合以上考虑，选择带有电压前馈的平均电流法作为本论文的控制方法。
2.3 交错boost PFC
2.3.1 交错boost PFC基本拓扑及原理
交错并联boost电路是指由两个或两个以上(N≥2)的基本变换器并联组成的升压电路，每个变换器的开关交错导通，即每个开关的周期和占空比相同，开通时刻依次滞后一定的时间(Ts／N)，从而使每个变换器中流过的电流也交错。关于N的选择，是在电路性能、功率等级、可靠性、制造成本等因素之间折衷考虑的，目前常用的交错并联用于PFC校正的电路，大多采用两个基本变换器联合组成，如图2-9，本文所研究的交错并联电路均采用N=2。交错并联的升压斩波器各自独立工作，互不干扰，各相工作原理与过程与单重boost完全一样。
图2-9 交错boost拓扑
交错boost PFC由单重PFC演变而来，将上文介绍的单相PFC控制在乘法器后端分为两相，同一个电流基准信号分别输入两个电流误差放大器，再分别与两路交错的PWM载波相与，就可以得到两路交错驱动脉冲。
如图2-10所示，交错boost PFC工作过程如下：
1、通过后端分压网络采集输出电容的电压，与基准电压比较后送入误差
比较放大器输出一个误差放大信号。
2、通过整流桥后端分压网络采集输入馒头波电压，作为电流环调节的波
形基准。
3、为了保证功率因数，使乘法器输出电流基准不受输入电压水平影响。
将输入电压波形信号依次送入一个平方器和除法器，输出一个输入电压比例因子，用来实现电压前馈功能。
4、将电压误差放大信号、输入电压波形信号以及电压前馈的输出比例因
子三个信号一起输入乘法器，输出一个电流基准信号，这个电流基准信号包含了三个信息：输出电压基准、输入电压比例和输入电压波形基准。这个基准信号就是作为电流环调节输入电流的依据。
5、电流内环通过电流传感器分别采集两路电感电流形，与电流基准信号
送入两路PWM脉冲形成电路，分别与两路相位相差180度、同频率、等幅度的PWM载波相与，最后输出两路相位交错的PWM脉冲信号。
6、由PWM形成电路产生的PWM信号通过功放驱动电路，分别驱动两路
开关管，动态调节占空比，在实现AC—DC的同时，保证输入电流跟随输入电压，实现PFC功能。
图2-10 交错PFC控制原理图
2.3.2 交错并联boost PFC 的优势
1． 减小输入电流纹波
在Boost PFC 中，占空比是随着输入电网电压的变化而变化的，其表
达式如下：
sin out AC out
V t D V |ω|= (2-14)
图2-11在稳定输出下占空比随输入电压的下的动态变化趋势。为便于理解，图中将高频状态下的占空比夸大了。
图2-11 交流输入下占空比动态变化
在实际应用中，占空比变化的范围很大。例如，Boost PFC 电路的交流输入电压为85V —265V ，输出直流电压为400V 。当交流输入电压为85V 时，占空比D 的变化范围为100％—69％；当交流输入电压为265V 时，占空比D 的变化范围为100％—2％。
在交错并联Boost PFC 电路中，两电感电流纹波的相互抵消使得电路的输入电流纹波减小。如图2-12
图2-12 交错工作使输入纹波减小
输入电流纹波与电感电流纹波比值K(D)和开关占空比D 的关系式如下：
1120.51()21
0.5in L D D I D K D D D I D ??-??≤?-==?->??? (2-15)
图2-13了交错电感纹波的抵消和
K(D)与占空比D 的关系曲线，可见，输入电流纹波减小量随着开关占空比的变化也不断变化。
图2-13 K(D )与占空比D 的关系曲线
可以看出，当交流输入电压为85V 时，输入电流的纹波最大，此时开关占空比为69％，输入电流纹波是电感电流纹波的55％；当占空比为2％和l00％时，电感电流纹波的相互抵消量很小，但此时的电感电流纹波也很小，所以总的输入电流纹波也不大。可见在半个工频周期内，交错并联Boost PFC 可以大大降低输入电流纹波。
2. 减小电感磁芯尺寸
交错并联Boost 变换器中的电感电流纹波相互抵消，降低了PFC 电路 的输入电流纹波，使得Boost 电感的磁芯尺寸减小。这是因为在PFC 电路的功率、电感量、开关频率都相同的条件下，交错并联Boost 变换器中两个 电感需存储的能量是单相Boost 电感的一半，如式(2-16)、(2-17)所示。
2sin 12gle
E LI = (2-16)
222int 111()()22224
I I E L L LI =+= (2-17) sin gle E 是单相Boost 变换器中电感存储的能量，int E 是交错并联Boost 变
换器中电感存储的能量。
在电感量一定的条件下，分别计算上述两种电路中Boost 升压电感所需磁芯的窗口面积a W 和磁芯的有效截面积e A 的乘积。
(max)(min)
sin int 2out peak in peak
a gle peak a u d
P I V L I I W A B
I I L W A B =η?=??
=? (2-18) 其中，peak I 为输入电流峰值，d C 为绕线的电流密度，B ?为磁感应强度变化量，u K 为绕线系数。可得出：
int sin 212
a a gle W A W A ?= (2-19) 由式(2-19)可知，交错并联Boos t 变换器电感所需磁芯的总面积乘积为int 2a W A ?，它是单相Boost 电感磁芯面积乘积的1／2。可见，通过交错并联
技术使得Boost 变换器的磁芯窗口面积a W 与磁芯有效截面积e A 的乘积减小50％，进而有效减小了Boost 电感磁芯的尺寸。
3. 减小输出电容纹波电流
使用交错技术可以有效降低输出纹波，如下图所示表明了在交错boost 中输出二极管电流纹波与输出纹波的关系。
图2-14 输出二极管电流与输出纹波
由图可以看出，交错工况减半了输出纹波，代价是加倍了纹波频率，单相Boost
变换器的输出电容纹波电流有效值与占空比的关系如式：
(sin )()cout gle I D = (2-20)
两相交错并联Boost 变换器输出电容纹波电流有效值与占空比的关系如式：
0.5()0.5
cout D I D D ?≤??=> (2-21) 图2-15是单相Boost 变换器和两相交错并联Boost 变换器中流过输出电 容的纹波电流有效值与开关占空比D 的关系。可看出，在相同的功率等级下，两相交错并联Boost 变换器输出电容的纹波电流是单相Boost 变换器的一半。输出电容纹波电流有效值的减小，
使得由电容等效串联电阻引起的功耗降低，减少了电容发热量，降低了电流应力，提高了变换器的可靠性。
图2-15 输出电容纹波电流有效值cout I 与占空比D 关系曲线
第三章电路综合设计
本论文研究的是连续模式下的并联交错boost PFC电路，其主要技
表3-1
由于采用两个boost单元并联运行。为了功率平衡分配和实现均流，两个单元的参数完全相同，每个单元传输功率为总功率的一半。故只要对其中一个单元的boost电路进行设计即可。
3.1 主电路连续工作模式的实现
为了采用经济可靠的方法使系统实现高功率因数，输入电流达到谐波要求，且便于工业化生产。各地厂家制造了一系列专用于设计于功率因数校正的单片集成控制IC。使用IC来设计功率因数校正电路，可以使得整体电路设计简化，降低成本，同时提高整体可靠性。本论文选用T.I公司的两相交错式PFC控制器UCC28070，此芯片用于工作在千瓦级中大功率电流连续模式下的交错PFC控制，采用带有电压前馈的平均电流控制策略，最高控制频率可达300kHz，控制简图如3-1。
开关电源控制环设计 资料来源：Switching power supply control loop design(ASTEC-Application Note 5) 译者：smartway 1. 绪论 在开关模式的功率转换器中，功率开关的导通时间是根据输入和输出电压来调节的。因而，功率转换器是一种反映输入与输出的变化而使其导通时间被调制的独立控制系统。由于理论近似，控制环的设计往往陷入复杂的方程式中，使开关电源的控制设计面临挑战并且常常走入误区。下面几页将展示控制环的简单化近似分析，首先大体了解开关电源系统中影响性能的各种参数。给出一个实际的开关电源作为演示以表明哪些器件与设计控制环的特性有关。测试结果和测量方法也包含在其中。 2. 基本控制环概念 2.1 传输函数和博得图 系统的传输函数定义为输出除以输入。它由增益和相位因素组成并可以在博得图上分别用图形表示。整个系统的闭环增益是环路里各个部分增益的乘积。在博得图中，增益用对数图表示。因为两个数的乘积的对数等于他们各自对数的和，他们的增益可以画成图相加。系统的相位是整个环路相移之和。 2.2 极点 数学上，在传输方程式中，当分母为零时会产生一个极点。在图形上，当增益以20dB 每十倍频的斜率开始递减时，在博得图上会产生一个极点。图1举例说明一个低通滤波器通常在系统中产生一个极点。其传输函数和博得图也一并给出。 2.3 零点 零点是频域范围内的传输函数当分子等于零时产生的。在博得图中，零点发生在增益以20dB每十倍频的斜率开始递增的点，并伴随有90度的相位超前。图2描述一个由高通滤波器电路引起的零点。
存在第二种零点，即右半平面零点，它引起相位滞后而非超前。伴随着增益递增，右半平面零点引起90度的相位滞后。右半平面零点经常出现于BOOST和BUCK-BOOST转换器中，所以，在设计反馈补偿电路的时候要非常警惕，以使系统的穿越频率大大低于右半平面零点的频率。右半平面零点的博得图见图3。 3.0 开关电源的理想增益相位图 设计任何控制系统首先必须清楚地定义出目标。通常，这个目标是建立一个简单的博得图以达到最好的系统动态响应，最紧密的线性和负载调节率和最好的稳定性。理想的闭环博得图应该包含三个特性：足够的相位裕量，宽的带宽，和高增益。高的相位裕量能阻尼振荡并缩短瞬态调节时间。宽的带宽允许电源系统快速响应线性和负载的突变。高的增益保证良好的线性和负载调节率。
反激电源的控制环路设计一环路设计用到的一些基本知识。 电源中遇到的零极点。
注：上面的图为示意图，主要说明不同零极点的概念，不代表实际位置。 二电源控制环路常用的3种补偿方式。 （1） 单极点补偿，适用于电流型控制和工作在DCM方式并且滤波电容的ESR零点频率较低的电源。其主要作用原理是把控制带宽拉低，在功率部分或加有其他补偿的部分的相位达到180度以前使其增益降到0dB. 也叫主极点补偿。
（2） 双极点，单零点补偿，适用于功率部分只有一个极点的补偿。如：所有电流型控制和非连续方式电压型控制。 （3） 三极点，双零点补偿。适用于输出带LC谐振的拓扑，如所有没有用电流型控制的电感电流连续方式拓扑。 三，环路稳定的标准。 只要在增益为1时（0dB）整个环路的相移小于360度，环路就是稳定的。 但如果相移接近360度，会产生两个问题：1）相移可能因为温度，负载及分布参数的变化而达到360度而产生震荡；2）接近360度，电源的阶跃响应（瞬时加减载）表现为强烈震荡，使输出达到稳定的时间加长，超调量增加。如下图所示具体关系。
所以环路要留一定的相位裕量，如图Q=1时输出是表现最好的，所以相位裕量的最佳值为52度左右，工程上一般取45度以上。如下图所示：
这里要注意一点，就是补偿放大器工作在负反馈状态，本身就有180度相移，所以留给功率部分和补偿网络的只有180度。幅值裕度不管用上面哪种补偿方式都是自动满足的，所以设计时一般不用特别考虑。由于增益曲线为-20dB/decade时，此曲线引起的最大相移为90度，尚有90度裕量，所以一般最后合成的整个增益曲线应该为-20dB/decade 部分穿过0dB.在低于0dB带宽后，曲线最好为-40dB/decade，这样增益会迅速上升，低频部分增益很高，使电源输出的直流部分误差非常小，既电源有很好的负载和线路调整率。 四，如何设计控制环路？ 经常主电路是根据应用要求设计的，设计时一般不会提前考虑控制环路的设计。我们的前提就是假设主功率部分已经全部设计完成，然后来探讨环路设计。环路设计一般由下面几过程组成： 1）画出已知部分的频响曲线。 2）根据实际要求和各限制条件确定带宽频率，既增益曲线的0dB频率。 3）根据步骤2）确定的带宽频率决定补偿放大器的类型和各频率点。使带宽处的曲线斜率为20dB/decade,画出整个电路的频响曲线。 上述过程也可利用相关软件来设计：如pspice, POWER-4-5-6. 一些解释：
反激電源の控制環路設計一环路设计用到の一些基本知识。 电源中遇到の零极点。
注：上面の图为示意图，主要说明不同零极点の概念，不代表实际位置。 二电源控制环路常用の3种补偿方式。 （1） 单极点补偿，适用于电流型控制和工作在DCM方式并且滤波电容のESR零点频率较低の电源。其主要作用原理是把控制带宽拉低，在功率部分或加有其他补偿の部分の相位达到180度以前使其增益降到0dB. 也叫主极点补偿。
（2） 双极点，单零点补偿，适用于功率部分只有一个极点の补偿。如：所有电流型控制和非连续方式电压型控制。 （3） 三极点，双零点补偿。适用于输出带LC谐振の拓扑，如所有没有用电流型控制の电感电流连续方式拓扑。 三，环路稳定の标准。 只要在增益为1时（0dB）整个环路の相移小于360度，环路就是稳定の。 但如果相移接近360度，会产生两个问题：1）相移可能因为温度，负载及分布参数の变化而达到360度而产生震荡；2）接近360度，电源の阶跃响应（瞬时加减载）表现为强烈震荡，使输出达到稳定の时间加长，超调量增加。如下图所示具体关系。
所以环路要留一定の相位裕量，如图Q=1时输出是表现最好の，所以相位裕量の最佳值为52度左右，工程上一般取45度以上。如下图所示：
这里要注意一点，就是补偿放大器工作在负反馈状态，本身就有180度相移，所以留给功率部分和补偿网络の只有180度。幅值裕度不管用上面哪种补偿方式都是自动满足の，所以设计时一般不用特别考虑。由于增益曲线为-20dB/decade时，此曲线引起の最大相移为90度，尚有90度裕量，所以一般最后合成の整个增益曲线应该为-20dB/decade 部分穿过0dB.在低于0dB带宽后，曲线最好为-40dB/decade，这样增益会迅速上升，低频部分增益很高，使电源输出の直流部分误差非常小，既电源有很好の负载和线路调整率。 四，如何设计控制环路？ 经常主电路是根据应用要求设计の，设计时一般不会提前考虑控制环路の设计。我们の前提就是假设主功率部分已经全部设计完成，然后来探讨环路设计。环路设计一般由下面几过程组成： 1）画出已知部分の频响曲线。 2）根据实际要求和各限制条件确定带宽频率，既增益曲线の0dB频率。 3）根据步骤2）确定の带宽频率决定补偿放大器の类型和各频率点。使带宽处の曲线斜率为20dB/decade,画出整个电路の频响曲线。 上述过程也可利用相关软件来设计：如pspice, POWER-4-5-6. 一些解释：
反激型电源中的控制环路的设计 经常主电路是根据应用要求设计的，设计时一般不会提前考虑控制环路的设计。假设主功率部分已经全部设计完成，然后来探讨环路设计。环路设计一般由下面几过程组成： 1）根据实际要求和各限制条件确定带宽频率，既增益曲线的0dB 频率。 2）画出已知部分的频响曲线。 3） 根据步骤1）确定的带宽频率决定补偿放大器的类型和各频率点。使带宽处的曲线斜率为－1,画出整个电路的频响曲线。 首先我们应该明白系统稳定的要求： 1．在截止频率Fco(开环增益为1)处，总开环相位延迟必须小于180度，一般留 有45度裕量。 2．为防止-2的增益斜率的电路相位快速变化，系统的开环增益曲线在Fco 附近 的斜率应为-1。 系统的各部分框图如下： 图1 上图包括了一下几个模块，其中： ??V V G K EA =，为误差放大器传递函数； R E OC V V A ??'=，光耦电路的增益； C VC V V G ??0=，控制电压到输出电压的传递函数
已知部分的频响曲线是指除G EA(补偿放大器)外的所有部分的乘积，在BODE图上是相加。 首先确定剪切频率F CO。环路带宽当然希望越高越好，但受到几方面的限制：a)为了保证系统稳定，根据采样定理，剪切频率F CO必须小于开关频率的1/2，但实际上，F CO必须远远小于开关频率的1/2，否则在输出中将会有很大的纹波。 b)如果电路工作在CCM模式下，则存在着右半平面零点（RHZ）。这个零点的影响，RHZ随输入电压，负载，电感量大小而变化，几乎无法补偿，我们只有把带宽设计的远离它，一般取其1/4-1/5；c)补偿放大器的带宽不是无穷大，当把环路带宽设的很高时会受到补偿放大器无法提供增益的限制，及电容零点受温度影响等。所以一般实际带宽取开关频率的1/6-1/10。 选定F CO后，在F CO处的T（总体传函）的增益为0，则G EA在F CO处的增益必须为G VC A OC在此处增益的倒数。 然后确定除G EA(补偿放大器)外的所有部分，即系统的除G EA的传递函数。如果我们采用的3845的电流型控制模式，部分电路图如下： 图2则在CCM下，系统的传函如下：
1. 绪论 在开关模式的功率转换器中，功率开关的导通时间是根据输入和输出电压来调节的。因而，功率转换器是一种反映输入与输出的变化而使其导通时间被调制的独立控制系统。由于理论近似，控制环的设计往往陷入复杂的方程式中，使开关电源的控制设计面临挑战并且常常走入误区。下面几页将展示控制环的简单化近似分析，首先大体了解开关电源系统中影响性能的各种参数。给出一个实际的开关电源作为演示以表明哪些器件与设计控制环的特性有关。测试结果和测量方法也包含在其中。 2. 基本控制环概念 2.1 传输函数和博得图 系统的传输函数定义为输出除以输入。它由增益和相位因素组成并可以在博得图上分别用图形表示。整个系统的闭环增益是环路里各个部分增益的乘积。在博得图中，增益用对数图表示。因为两个数的乘积的对数等于他们各自对数的和，他们的增益可以画成图相加。系统的相位是整个环路相移之和。 2.2 极点 数学上，在传输方程式中，当分母为零时会产生一个极点。在图形上，当增益以20dB每十倍频的斜率开始递减时，在博得图上会产生一个极点。图1举例说明一个低通滤波器通常在系统中产生一个极点。其传输函数和博得图也一并给出。 2.3 零点 零点是频域范围内的传输函数当分子等于零时产生的。在博得图中，零点发生在增益以20dB每十倍频的斜率开始递增的点，并伴随有90度的相位超前。图2 描述一个由高通滤波器电路引起的零点。 存在第二种零点，即右半平面零点，它引起相位滞后而非超前。伴随着增益递增，右半平面零点引起90度的相位滞后。右半平面零点经常出现于BOOST和
BUCK-BOOST转换器中，所以，在设计反馈补偿电路的时候要非常警惕，以使系统的穿越频率大大低于右半平面零点的频率。右半平面零点的博得图见图3。 3.0 开关电源的理想增益相位图 设计任何控制系统首先必须清楚地定义出目标。通常，这个目标是建立一个简单的博得图以达到最好的系统动态响应，最紧密的线性和负载调节率和最好的稳定性。理想的闭环博得图应该包含三个特性：足够的相位裕量，宽的带宽，和高增益。高的相位裕量能阻尼振荡并缩短瞬态调节时间。宽的带宽允许电源系统快速响应线性和负载的突变。高的增益保证良好的线性和负载调节率。 3.1 相位裕量 参看图4，相位裕量是在穿越频率处相位高于0度的数量。这不同于大多数控制系统教科书里提出的从-180度开始测量相位裕量。其中包括DC负反馈所提供的180度初始相移。在实际测量中，这180度相移在DC处被补偿并允许相位裕量从0度开始测量。 根据奈奎斯特稳定性判据，当系统的相位裕量大于0度时，此系统是稳定的。然而，有一个边界稳定区域存在，此处（指边界稳定区，译注），系统由于瞬态响应引起振荡到经过一个长的调节时间最终稳定下来。如果相位裕量小于45度，
6.4 开关电源闭环设计 从反馈基本概念知道：放大器在深度负反馈时，如输入不变，电路参数变化、负载变化或干扰对输出影响减小。反馈越深，干扰引起的输出误差越小。但是，深反馈时，反馈环路在某一频率附加相位移如达到180°,同时输出信号等于输入信号，就会产生自激振荡。 开关电源不同于一般放大器，放大器加负反馈是为了有足够的通频带，足够的稳定增益，减少干扰和减少线性和非线性失真。而开关电源，如果要等效为放大器的话，输入信号是基准（参考）电压U ref ，一般说来，基准电压是不变的；反馈网络就是取样电路，一般是一个分压器，当输出电压和基准 一定时，取样电路分压比（k v ）也是固定的（U o =k v U ref ） 。开关电源不同于放大器，内部（开关频率）和外部干扰（输入电源和负载变化）非常严重，闭环设计目的不仅要求对以上的内部和外部干扰有很强抑制能力，保证静态精度，而且要有良好的动态响应。 对于恒压输出开关电源，就其反馈拓扑而言，输入信号（基准）相当于放大器的输入电压，分压器是反馈网络，这就是一个电压串联负反馈。如果恒流输出，就是电流串联负反馈。 如果是恒压输出，对电压取样，闭环稳定输出电压。因此，首先选择稳定的参考电压，通常为5～6V 或2.5V ，要求极小的动态电阻和温度漂移。其次要求开环增益高，使得反馈为深度反馈，输出电压才不受电源电压和负载（干扰）影响和对开关频率纹波抑制。一般功率电路、滤波和PWM 发生电路增益低，只有采用运放（误差放大器）来获得高增益。再有，由于输出滤波器有两个极点，最大相移180°，如果直接加入运放组成反馈，很容易自激振荡，因此需要相位补偿。根据不同的电路条件，可以采用Venable 三种补偿放大器。补偿结果既满足稳态要求，又要获得良好的瞬态响应，同时能够抑制低频纹波和对高频分量衰减。 6.4.1 概述 图6.31为一个典型的正激变换器闭环调节的例子。可以看出是一个负反馈系统。PWM 控制芯片中包含了误差放大器和PWM 形成电路。控制芯片也提供许多其他的功能，但了解闭环稳定性问题，仅需 考虑误差放大器和PWM 。 对于输出电压U o 缓慢或直流变化,闭环当然是稳定的。例如输入电网或负载变化（干扰），引起U o 的变化，经R 1和R 2取样（反馈网络），送到误差放大器EA 的反相输入端，再与加在EA 同相输入端的参考电压(输入电压)U ref 比较。将引起EA 的输出直流电平U ea 变化，再送入到脉冲宽度调制器PWM 的输入端A 。在PWM 中，直流电平U ea 与输入B 端0～3V 三角波U t 比较，产生一个矩形脉冲输出，其宽度t on 等于三角波开始时间t0到PWM 输入B 三角波与直流电平相交时间t1。此脉冲宽度决定了芯片中输出晶体管导通时间，同时也决定了控制晶体管Q1的导通时间。U dc 的增加引起U y 的增加，因U o =U y t o n /T ，U o 也随之增加。U o 增加引起Us 增加，并因此U ea 的减少。从三角波开始到t1的t on 相应减少， U o 恢复到它的初始值。当然，反之亦然。 PWM 产生的信号可以从芯片的输出晶体管发射极或集电极输出，经电流放大提供Q1基极驱动。但不管从那一点－发射极还是集电极－输出，必须保证当U o 增加，要引起t on 减少,即负反馈。 应当注意，大多数PWM 芯片的输出晶 体管导通时间是t0到t1。对于这样的芯片，U s 送到EA 的反相输入端，PWM 信号如果驱动功率NPN 晶体管基极（N 沟道MOSFET 的栅极），则芯片输出晶体管应由发射极输出。 然而，在某些PWM 芯片（TL494）中，它们的导通时间是三角波U t 与直流电平（U ea ）相交时间 图6.31 典型的正激变换器闭环控制
开关电源控制环设计原理 1. 绪论 在开关模式的功率转换器中，功率开关的导通时间是根据输入和输出电压来调节的。因而，功率转换器是一种反映输入与输出的变化而使其导通时间被调制的独立控制系统。由于理论近似，控制环的设计往往陷入复杂的方程式中，使开关电源的控制设计面临挑战并且常常走入误区。下面几页将展示控制环的简单化近似分析，首先大体了解开关电源系统中影响性能的各种参数。给出一个实际的开关电源作为演示以表明哪些器件与设计控制环的特性有关。测试结果和测量方法也包含在其中。 2. 基本控制环概念 2.1 传输函数和博得图 系统的传输函数定义为输出除以输入。它由增益和相位因素组成并可以在博得图上分别用图形表示。整个系统的闭环增益是环路里各个部分增益的乘积。在博得图中，增益用对数图表示。因为两个数的乘积的对数等于他们各自对数的和，他们的增益可以画成图相加。系统的相位是整个环路相移之和。 2.2 极点 数学上，在传输方程式中，当分母为零时会产生一个极点。在图形上，当增益以20dB 每十倍频的斜率开始递减时，在博得图上会产生一个极点。图1举例说明一个低通滤波器通常在系统中产生一个极点。其传输函数和博得图也一并给出。 图1 2.3 零点 零点是频域范围内的传输函数当分子等于零时产生的。在博得图中，零点发生在增益以20dB每十倍频的斜率开始递增的点，并伴随有90度的相位超前。图2描述一个由高通滤波器电路引起的零点。
图2 存在第二种零点，即右半平面零点，它引起相位滞后而非超前。伴随着增益递增，右半平面零点引起90度的相位滞后。右半平面零点经常出现于BOOST和BUCK-BOOST 转换器中，所以，在设计反馈补偿电路的时候要非常警惕，以使系统的穿越频率大大低于右半平面零点的频率。右半平面零点的博得图见图3。 图3 3.0 开关电源的理想增益相位图 设计任何控制系统首先必须清楚地定义出目标。通常，这个目标是建立一个简单的博得图以达到最好的系统动态响应，最紧密的线性和负载调节率和最好的稳定性。理想的闭环博得图应该包含三个特性：足够的相位裕量，宽的带宽，和高增益。高的相位裕量能阻尼振荡并缩短瞬态调节时间。宽的带宽允许电源系统快速响应线性和负载的突变。高的增益保证良好的线性和负载调节率。
环路相位-开关电源稳定性设计 专业技术 环路相位-开关电源稳定性设计 摘要：环路,相位,增益,负载,开关电源,稳定性,电压,相移,电源,频率, 信号接收机-基于单芯片的GPS接收机硬件设计白光调光-白光和彩色光智能照明系统解决方案设备方案-台达UPS在中小企业中的创新应用方案触摸屏电容-电容式触摸屏系统解决方案测量肺活量-利用高性能模拟器件简化便携式医疗设备设计测量温度-热敏电阻(NTC>的基本参数及其应用动能产品-动能电子企业文化活动丰富员工生活电路板镀锡-无锡华文默克发布PCB/SMT工艺方案引擎电压-采用接近传感器的火花探测器太阳能控制器-太阳能LED街灯的挑战及安森美半导体高能效解决方案众所周知，任何闭环系统在增益为单位增益l，且内部随频率变化的相移为360°时，该闭环控制系统都会存在不稳定的可能性。因此几乎所有的开关电源都有一个闭环反馈控制系统，从而能获得较好的性能。在负反馈系统中，控制放大 器的连接方式有意地引入了180°相移，如果反馈 众所周知，任何闭环系统在增益为单位增益l，且内部随频率变化的相移为360°时，该闭环控制系统都会存在不稳定的可能性。因此几乎所有的开关电源都有一个闭环反馈控制系统，从而能获得较好的性能。在负反馈系统中，控制放大器的连接方式有意地引入了180°相移，如果反馈的相位保持在180°以内，那么控制环路将总是稳定的。当然，在现实中这种情况是不会存在的，由于各种各样的开关延时和电抗引入了额外的相移，如果不采用适合的环路补偿，这类相移同样会导致开关电源的不稳 定。 1 稳定性指标衡量开关电源稳定性的指标是相位裕度和增益裕度。相位裕度是指：增益降到0dB 时所对应的相位。增益裕度是指：相位为-180度时所对应的增益大小(实际是衰减>。在实际设计开关电源时，只在设计反激变换器时才考虑增益裕度，设计其它变换器时，一般不使用增益裕度。在开关电源设计中，相位裕度有两个相互独立作用：一是可以阻尼变换器在负载阶跃变化时出现的动态过程；另一个作用是当元器件参数发生变化时，仍然可以保证系统稳定。相位裕度只能用来保证“小信号稳定”。在负载阶跃变化时，电源不可避免要进入“大信号稳定”范围。工程中我们认为在室温和标准输入、正常负载条件下，环路的相位裕度要求大于45°。在各种参数变化和误差情况下，这个相位裕度足以确保系统稳定。如果负载变化或者输入电压范围变化非常大，考虑在所有负载和输入电压下环路和相位裕度应大于30°。如图l所示为开关电源控制方框示意图，开关电源控制环路由以下3
开关电源环路设计过程 功率开关的导通时间是根据输入和输出电压来调节 因而，功率转换器是一种反映输入与输出的变化而使其导通时间被调制的独由于理论近似，控制环的设计往往陷入复杂的方程式中，使开关电 下面几页将展示控制环的简单化近似 首先大体了解开关电源系统中影响性能的各种参数。给出一个实际的开关测试结果和测量方法也 基本控制环概念 传输函数和博得图 它由增益和相位因素组成并可以在博得图 整个系统的闭环增益是环路里各个部分增益的乘积。在博得 增益用对数图表示。因为两个数的乘积的对数等于他们各自对数的和，他极点 在传输方程式中，当分母为零时会产生一个极点。在图形上，当增益以 每十倍频的斜率开始递减时，在博得图上会产生一个极点。图1举例说明零点 在博得图中，零点发生在 20dB每十倍频的斜率开始递增的点，并伴随有90度的相位超前。图2 即右半平面零点，它引起相位滞后而非超前。伴随着增益递增， 90度的相位滞后。右半平面零点经常出现于BOOST和 转换器中，所以，在设计反馈补偿电路的时候要非常警惕，以使系 3。 开关电源的理想增益相位图 通常，这个目标是建立一个简单 最紧密的线性和负载调节率和最好的稳定 理想的闭环博得图应该包含三个特性：足够的相位裕量，宽的带宽，和高增高的相位裕量能阻尼振荡并缩短瞬态调节时间。宽的带宽允许电源系统快速相位裕量 4，相位裕量是在穿越频率处相位高于0度的数量。这不同于大多数控制 -180度开始测量相位裕量。其中包括DC负反馈所提供的 度初始相移。在实际测量中，这180度相移在DC处被补偿并允许相位裕量0度开始测量。 当系统的相位裕量大于0度时，此系统是稳定的。然 45度， 45度时，能提供最好的动态响应，短的调 增益带宽 4，增益带宽就是穿越频率Fcs。最大穿 2 （更严谨一点的说法是应该小于2倍最大信号频率，译注），则被采
开关电源控制环路分析 摘 要开关电源被誉为高效节能型电源，它代表着稳压电源的发展方向，现已成为稳压电源的主流产品。同时，开关电源也是反馈回路控制系统，所谓电路反馈，就是指将放大电路的输出量(电压或电流信号)的部分或全部，通过一定方式(元件或网络)返送到输入回路的过程，完成输出量向输入端回送的电路称为反馈元件或反馈网络。 关键词 零极点 幅值裕度 相位裕度 1 引言 稳定的反馈环路对开关电源来说是非常重要的，如果没有足够的相位裕度和幅值裕度，电源的动态性能就会很差或者出现输出振荡。下面先介绍三种控制方式的各种零，极点的幅频和相频特性，再对最常用的反馈调整器TL431的零、极点及特性进行分析。Topswitch是市场上广泛应用的反激式电源的智能芯片，它的控制方式是比较复杂的电压型控制，内部集成了一部分补偿功能，最后分析一个Topswitch设计的电源，对它的环路进行解剖。 2 环路补偿方式及TL431特性 2.1 单极点补偿 适用于电流型控制和工作在DCM方式并且滤波电容的ESR零点频率较低的电源。其主要作用原理是把控制带宽拉低，在功率部分或加有其他补偿的部分的相位达到180度以前使其增益降到0dB。 图1 2.2 双极点，单零点补偿 适用于功率部分只有一个极点的补偿，例如所有电流型控制和非连续方式电压型控制。
图2 2.3 三极点、双零点补偿 适用于输出带LC谐振的拓扑，例如所有没有用电流型控制的电感电流连续方式拓扑。 图3 2.4 TL431输出供电时的零极点特性 TL431是开关电源次级反馈最常用的基准和误差放大器件，其供电方式不同对它的传递函数有很大的影响。 图4 其中：
AND8242/D 19 V , 3.0 A Universal Input AC-DC Adaptor Using NCP1271 Prepared by: Jon Kraft and Kahou Wong ON Semiconductor INTRODUCTION The N CP1271 is one of the latest fixed-frequency current-mode PWM switching controllers with (1) adjustable Soft-Skip t standby operation for low-level audible noise, (2) integrated high-voltage startup for saving standby power, (3) timer based overload fault detection, and (4) internal latch protection features. Table 1 summarizes all the features of an NCP1271 based power supply. This application note presents an example circuit (Figure 1) using the NCP1271 (65 kHz version) in a flyback topology. The design steps and subsequent measurements are also included. An Excel based design worksheet is available at https://www.doczj.com/doc/0d9503884.html,. The measurements show that the 19 V , 3.0 A circuit delivers above 85% across a universal input (85 to 265 Vac).The no load standby consumption is 83 mW at 230 Vac and the light load operation is greater than 75% efficient. Figure 1. Application Circuit Schematic APPLICATION NOTE https://www.doczj.com/doc/0d9503884.html,
开关电源（Buck电路）的小信号模型及环路设计 万山明，吴芳 (华中科技大学电气与电子工程学院，湖北武汉 430074） 摘要：建立了Buck电路在连续电流模式下的小信号数学模型，并根据稳定性原则分析了电压模式和电流模式控制下的环路设计问题。 关键词：开关电源；小信号模型；电压模式控制；电流模式控制 0 引言 设计一个具有良好动态和静态性能的开关电源时，控制环路的设计是很重要的一个部分。而环路的设计与主电路的拓扑和参数有极大关系。为了进行稳定性分析，有必要建立开关电源完整的小信号数学模型。在频域模型下，波特图提供了一种简单方便的工程分析方法，可用来进行环路增益的计算和稳定性分析。由于开关电源本质上是一个非线性的控制对象，因此，用解析的办法建模只能近似建立其在稳态时的小信号扰动模型，而用该模型来解释大范围的扰动（例如启动过程和负载剧烈变化过程）并不完全准确。好在开关电源一般工作在稳态，实践表明，依据小信号扰动模型设计出的控制电路，配合软启动电路、限流电路、钳位电路和其他辅助部分后，完全能使开关电源的性能满足要求。开关电源一般采用Buck电路，工作在定频PWM控制方式，本文以此为基础进行分析。采用其他拓扑的开关电源分析方法类似。 1 Buck电路电感电流连续时的小信号模型
图1为典型的Buck电路，为了简化分析，假定功率开关管S和D1为理想开关，滤波电感L为理想电感（电阻为0），电路工作在连续电流模式（CCM）下。R e为滤波电容C的等效串联电阻，R o为负载电阻。各状态变量的正方向定义如图1中所示。 图1 典型Buck电路 S导通时，对电感列状态方程有 L=U in－ U o （1） S断开，D1续流导通时，状态方程变为 L=－U o （2） 占空比为D时，一个开关周期过程中，式（1）及式（2）分别持续了DT s和（1－D）T s的时间（T s 为开关周期），因此，一个周期内电感的平均状态方程为 L=D(U in－U o)＋(1－D)(－U o)=DU in－U o（3） 稳态时，=0，则DU in=U o。这说明稳态时输出电压是一个常数，其大小与占空比D和输入电压U in 成正比。 由于电路各状态变量总是围绕稳态值波动，因此，由式（3）得
引言 开关电源的输出是直流输入电压、占空比和负载的函数。在开关电源设计中，反馈系统的设计目标是无论输入电压、占空比和负载如何变化，输出电压总在特定的范围内，并具有良好的动态响应性能。 电流模式的开关电源有连续电流模式(CCM)和不连续电流模式(DCM)两种工作模式。连续电流模式由于有右半平面零点的作用，反馈环在负载电流增加时输出电压有下降趋势，经若干周期后最终校正输出电压，可能造成系统不稳定。因此在设计反馈环时要特别注意避开右半平面零点频率。 当反激式开关电源工作在连续电流模式时，在最低输入电压和最重负载的工况下右半平面零点的频率最低，并且当输入电压升高时，传递函数的增益变化不明显。当由于输入电压增加或负载减小，开关电源从连续模式进入到不连续模式时，右半平面零点消失从而使得系统稳定。因此，在低输入电压和重输出负载的情况下，设计反馈环路补偿使得整个系统的传递函数留有足够的相位裕量和增益裕量，则开关电源无论在何种模式下都能稳定工作。 1 反激式开关电源典型设计 图l是为变频器设计的反激式开关电源的典型电路，主要包括交流输入整流电路，反激式开关电源功率级电路(有PWM控制器、MOS管、变压器及整流二极管组成)，RCD缓冲电路和反馈网络。其中PWM控制芯片采用UC2844。UC2844是电流模式控制器，芯片内部具有可微调的振荡器(能进行精确的占空比控制)、温度补偿的参考基准、高增益误差放大器、电流取样比较器。
开关电源设计输入参数如下：三相380V工业交流电经过整流作为开关电源的输入电压Udc，按最低直流输入电压Udcmin为250V进行设计；开关电源工作频率f为60kHz，输出功率Po为60W。 当系统工作在最低输入电压、负载最重、最大占空比的工作情况下，设计开关电源工作在连续电流模式(CCM)，纹波系数为0．4。设计的开关电源参数如下：变压器的原边电感Lp=4．2mH，原边匝数Np=138；5V为反馈输出端，U5V=5V，负载R5=5Ω，匝数N5V=4，滤波电容为2个2200μF／16V电容并联，电容的等效串联电阻Resr=34mΩ；24V输出的负载R24=24Ω，匝数N24V=17；15V输出的负载R1 5=15Ω，匝数N15V=1l；一1 5V输出的负载R-15V=15Ω，匝数N-15V=11。 2 功率级电路的传递函数 电流模式控制器控制框图包含两个反馈环，外部电压环反馈电压信息，内部电流环反馈电流信息(如图2所示)。电流环的输入是控制电压UC和电感电流采样值US的差值，电流环的输出是占空比D。当US小于UC时，PWM调制器(Fm)输出高电平，功率开关开通，当US大于UC，PWM调制器输出低电平，功率开关关断。通过具有固定频率时钟信号的 RS触发器，下一个周期自动置位。通过这种方式，电感峰值电流被控制电压精确控制。
反激型电源中的控制环路的设计 经常主电路是根据应用要求设计的，设计时一般不会提前考虑控制环路的设计。假设主功率部分已经全部设计完成，然后来探讨环路设计。环路设计一般由下面几过程组成： 1）根据实际要求和各限制条件确定带宽频率，既增益曲线的0dB 频率。 2）画出已知部分的频响曲线。 3） 根据步骤1）确定的带宽频率决定补偿放大器的类型和各频率点。使带宽处的曲线斜率为－1,画出整个电路的频响曲线。 首先我们应该明白系统稳定的要求： 1．在截止频率Fco(开环增益为1)处，总开环相位延迟必须小于180度，一般留有45度裕量。 2．为防止-2的增益斜率的电路相位快速变化，系统的开环增益曲线在Fco 附近的斜率应为-1。 系统的各部分框图如下： 图1 上图包括了一下几个模块，其中： ??V V G K EA =，为误差放大器传递函数； R E OC V V A ??'=，光耦电路的增益； C VC V V G ??0=，控制电压到输出电压的传递函数
已知部分的频响曲线是指除G EA (补偿放大器)外的所有部分的乘积，在BODE 图上是相加。 首先确定剪切频率F CO。环路带宽当然希望越高越好，但受到几方面的限 制：a)为了保证系统稳定，根据采样定理，剪切频率F CO 必须小于开关频率的1/2， 但实际上，F CO 必须远远小于开关频率的1/2，否则在输出中将会有很大的纹波。 b)如果电路工作在CCM模式下，则存在着右半平面零点（RHZ）。这个零点的影响，RHZ随输入电压，负载，电感量大小而变化，几乎无法补偿，我们只有把带宽设计的远离它，一般取其1/4-1/5；c)补偿放大器的带宽不是无穷大，当把环路带宽设的很高时会受到补偿放大器无法提供增益的限制，及电容零点受温度影响等。所以一般实际带宽取开关频率的1/6-1/10。 选定F CO 后，在F CO 处的T（总体传函）的增益为0，则G EA 在F CO 处的增益必须 为G VC A OC 在此处增益的倒数。 然后确定除G EA (补偿放大器)外的所有部分，即系统的除G EA 的传递函数。如 果我们采用的3845的电流型控制模式，部分电路图如下： 图2则在CCM下，系统的传函如下：
作为应用工程师,每天接触的是电源的设计工程师,发现不管是电源的老手,高手,新手,几乎对控制环路的设计一筹莫展,基本上靠实验.靠实验当然是可以的,但出问题时往往无从下手,在这里我想以反激电源为例子(在所有拓扑中环路是最难的,由于RHZ的存在),大概说一下怎么计算,至少使大家在有问题时能从理论上分析出解决问题的思路. 一些基本知识,零,极点的概念 示意图:
这里给出了右半平面零点的原理表示,这对用PSPICE做仿真很有用,可以直接套用此图. 传递函数自己写吧,正好锻炼一下,把输出电压除以输入电压就是传递函数. bode图可以简单的判定电路的稳定性,甚至可以确定电路的闭环响应,就向我下面的图中表示的.零,极点说明了增益和相位的变化. 通过对boost和buck-boost建模分析可知，传递函数中含有这样一个零点： 随着频率的增加，增益会增加，但相角是减小的。 这个极点无法补偿，只能在设计上避开，即降低带宽。 单极点补偿,适用于电流型控制和工作在DCM方式并且滤波电容的ESR零点频率较低的电源.其主要作用原理是把控制带宽拉低,在功率部分或加有其他补偿的部分的相位达到180度以前使其增益降到0dB. 也叫主极点补偿.
双极点,单零点补偿,适用于功率部分只有一个极点的补偿.如:所有电流型控制和 非连续方式电压型控制. 三极点,双零点补偿.适用于输出带LC谐振的拓扑,如所有没有用电流型控制的电感电流连续方式拓扑. 注:2,3中公式里面根据实际情况有些简化.一般C2< 针对((整个环路的直流增益在低频时越高越好,这样一是可以抑制输入电压的低频噪声,如您所说的市电100Hz;二是可以使得输出电压相对于参考电压的直流误差减小.零极点的主要作用就是为了增加低频时的增益.))提出一点我的疑惑: C1和R2串联是用来抑制低频时的100HZ纹波的,在低频时增益是Xc1/R1,也就是 1/(R1C1s),增加了一个零极点,BODE图中幅频特性曲线应该是-20DB,增益应该变小才对啊?在Fz=1/2pi*R2*C1处才变为0DB的.这里为什么极点被大家作为零点理解了?见feedback loop stabilization 我错在那里啊? wo chCHr
开关电源环路设计的一些看法 P调节。就是纯电阻，无C,L、这个调节就是个衰减，或者放大。使得系统有静差。 开环增益加大，稳态误差减小，fc增大，过渡过程缩短，系统稳定性变差。 这种很少很少用。 改进一下，PI调节：消除静差。打个比方，就是431的R 和K之间放置2个元件，R串C。 好处就是提供了负的相角，因为有了一个极点一个零点。极点在0点。 使得相角裕量减小 所以，降低了系统的相对稳定性。 但是，穿越频率fc有所增加。
PD调节。这个用的不多。PD调节增大了系统的fc，导致系统响应加快，相位裕量增加。高频时有噪声。 PID调节：低频时PI，高一点时PD调节。 低频时提升静态性能，高频时提升稳定性以及响应速度。 反激中用的比较多的是改进型PI，也就是type II和III 那么，理想的传函应该是什么样子： 1.低频段：高增益，以减小静差 2.中频段：fc附近，-20db，确保足够的相位裕量 3.高频段：增益要小，以降低开关谐波极其噪声的影响。 如果此时-40db下降都无法解决，那么，再加低通滤波器。 如果此时TYPE II不足以提供足够的相位裕量，那么，上TYPE III试试。
归纳一下： 低频段：稳态性能 中频段：动态性能 高频段：抗干扰性能 fc大，则快速性好，但是抗干扰能力下降 中频段最能反映系统的稳定性，快速性 P：粗调，就是直流增益。太大了就有可能震荡。就是当前值与给定值做差，放大 I：细调，将误差进行积分 D：预测功能，这个，可以看自控书。D大，就会产生毛刺。判断当前值变化趋势，及时作出调整，减小调节时间，提高响应速度。 有N多种调节办法，但是灵魂就是P肯定是有的，有没
今天 作为工程师,每天接触的是电源的设计工程师,发现不管是电源的老手,高手,新手,几乎对控制环路的设计一筹莫展,基本上靠实验.靠实验当然是可以的,但出问题时往往无从下手,在这里我想以反激电源为例子(在所有拓扑中环路是最难的,由于RHZ 的存在),大概说一下怎么计算,至少使大家在有问题时能从理论上分析出解决问题的思路. 示意图:
这里给出了右半平面零点的原理表示,这对用PSPICE 做仿真很有用,可以直接套用此图. 递函数自己写吧,正好锻炼一下,把输出电压除以输入电压就是传递函数. bode 图可以简单的判定电路的稳定性,甚至可以确定电路的闭环响应,就向我下面的图中表示的.零,极点说明了增益和相位的变化 二： 单极点补偿,适用于电流型控制和工作在DCM 方式并且滤波电容的ESR 零点频率较低的
电源.其主要作用原理是把控制带宽拉低,在功率部分或加有其他补偿的部分的相位达到180 度以前使其增益降到0dB. 也叫主极点补偿. 双极点,单零点补偿,适用于功率部分只有一个极点的补偿.如:所有电流型控制和非连续方式电压型控制.
三极点,双零点补偿.适用于输出带LC谐振的拓扑,如所有没有用电流型控制的电感电流连续方式拓扑。 C1 的主要作用是和R2 提升相位的.当然提高了低频增益.在保证稳定的情况下是越小越好. C2 增加了一个高频极点,降低开关躁声干扰. 串聯C1 實質是增加一個零點,零點的作用是減小峰值時間,使系統響應加快,并且閉環越接近虛軸,這种效果越好.所以理論上講,C1 是越大越好.但要考慮,超調量和調節時間,因為零點越距离虛軸越近,閉環零點修正系數Q 越大,而Q 與超調量和調節時間成正比,所以又不能大.總之,考慮閉環零點要折衷考慮. 并聯C2 實質是增加一個及點,級點的作用是增大峰值時間,使系統響應變慢.所以理論上講,C2也是越大越好.但要考慮到,當零級點彼此接近時,系統響應速度相互抵消.從這一點就可以說明,我們要及時響應的系統C1 大,至少比C2 大
开关电源控制环路设计（初级篇） 电源联盟---高可靠电源行业第一自媒体在这里有电源技术干货、电源行业发展趋势分析、最新电源产品介绍、众多电源达人与您分享电源技术经验，关注我们，搜索微信公众号：Power-union，与中国电源行业共成长！开关电源控制环路设计（初级篇）1、环路和直流稳压电源的关系稳压电源工作原理我们需要什么样的电源？原文档:开关电源控制环路设计（初级篇）下载方法：请看文章底部第一条留言2、与环路相关的基本概念电源系统框图Bode图（由奈奎斯特图测定稳态裕量是很麻烦的）穿越频率和相位裕量，增益裕量■ 穿越频率fc（crossover frequency）:增益曲线穿越0dB线的频率点■ 相位裕量phase margin）:相位曲线在穿越频率处的相位和-180度之间的相位差■ 增益裕量(Gain margin):增益曲线在相位曲线达到-180度的频率处对应的增益环路稳定性判据根据奈奎斯特稳定性判据，当系统的相位裕量大于0度时，此系统是稳定的。■ 准则1：在穿越频率处，总开环系统要有大于30度的相位裕量；■ 准则2：为防止-2增益斜率的电路相位快速变化，系统的开环增益曲线在穿越频率附近的增益斜率应为-1（-20db/10倍频程)■ 准则3: 增益裕量是开环系统的模的度量，该变化可能导致曲线刚好通过-1 点。一般需要6db的增益裕量。备注：应当
注意，并不是绝对要求开环增益曲线在穿越频率附近的增益斜率为必须为-1，但是由于-1增益斜率对应的相位曲线相位延迟较小，且变化相对缓慢，因此它能够保证，当某些环节的相位变化被忽略时，相位曲线仍将具有足够的相位裕量，使系统保持稳定。要满足上述的3个准则，我们需要知道开环系统所有环节的增益和相位情况，引入传递函数，零极点的概念可以很好的分析这个问题。。。传递函数零点极点如果输入和反馈支路是由不同的电阻和电容构成的，则幅频和相频曲线将会有许多种形式。把阻抗Z1和Z2用复变量s(s=jw)表示，经过一系列的数学运算，将会得到传递函数。由传递函数就可以绘制增益/相位曲线。通过代数运算，把G(s)表示为G(s)=N(s)/D(s),其分子和分母都是s的函数，然后将分子和分母进行因式分解，表示成多个因式的乘积，即 G(s)=N(s)/D(s)=[(1 s/2*pi*fz1)(1 s/2*pi*fz2)(1 /2*pi*fz3)]/[（s/2*pi*f0）*(1 s/2*pi*fp1)*( 1 s/2*pi*fp2)* (1 s/2*pi*fp3)]，分子中对应的频率fz为零点频率，而与分母中对应的频率称fp为极点频率。f0称为初始极点。零极点频率引起的增益斜率变化规则尝试用零点极点来分析一个Type II补偿器转折频率Fz和Fp的设置。Fz和Fp相距越远，相位裕量就越大。这样会使低频增益减小，降低了抑制低频纹波的衰减效果。同样高频增益增大，就会使高频窄噪声尖峰以更大的幅值通过。如果Fz在Fz2而不再Fz1，则在低频