万方数据
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直扩系统的同步有以下几种:
(1)伪随机码同步。只有完成这一同步后,才可能使相关解扩后的有用信号落人中频相关滤波器的通频带内。
(2)位同步。实际上包括伪随机码的切普同步和输出信息的码元定时同步。
(3)帧同步。提取帧同步后,就可提取帧同步后面的信息。
(4)载波同步。直扩系统多采用相干检测,载波同步后,可为解调器提供同步载波;另一方面,保证解扩后的信号落人中频频带内。
后面的三种同步与一般通信系统基本相同,这里主要讨论伪随机码的同步。
一般的同步可分为两步进行:
(1)初始同步,或称粗同步、捕获。它主要解决载波频率和码相位的不确定性,保证解扩后的信号能通过相关器后面的中频滤波器,这是所有问题中最难解决的问题。当同步已经建立时,通常可以根据已得到的定时信息建立后面的同步。通常的工作方式是所谓的冷启动,就是并没有关于定时的预先信息,或只知道极少的信息,并不知道与所要发射机或接收机同步的合适的时间结构。捕获过程中要求码相位的误差小于1比特(切普)。
(2)跟踪,或称精同步。在初始同步的基础上,使码同步的误差进一步减小,保证本地码的相位一直跟随接收到的信号码的相位,在一规定的允许范围内变化,之中自动调节相位的作用过程就称为跟踪。
跟踪与一般的数字通信系统的跟踪类似,关键还是在第一步——捕获。
在直扩同步的跟踪中一旦扩频接收机与接收信号同步后,就必须使它这样工作下去:应保持锁定,用本地码准确的跟踪输入信号的伪随机码,为解扩提供必要的条件;对同步隋况不断监测,一旦发现失锁,应返回捕获状态,重新同步。跟踪的基本方法是利用锁相环来控制本地码的时钟相位,常用的跟踪环是延迟锁定环(DLL—DelayLockLoop),另一种称为下一抖动环(TanDitherLoop)。
5、程序仿真
5.1直接序列扩频通信系统仿真
第一步,先采用较少的码元数搭建直扩系统
信息码的频率设为50kHz,采样频率设为40MHz。假设信源信息码的总长度为20,则每个信息码内含40MHz/50kHz=800个采样点。通过sign函数,把20个(0,1)区间内的随机数变成20个只用“1”与“一1”表示的信息码,而后再通过一个循环,对每一个信息码采样800次,共生成16000个采样点,每个点之问的间隔为0.025s。
程序如下:
code_length=20;%信息码元个数
N=l:code_length;
rand(’seed’,0);
x=sign(rand(1,code—length)一0.5);%信息码
fori_1:20
s((1+(i一1)术800):i:}=800)=x(i);%每个信息码元内含fs/f=800个采样点
end
生成的信息码的波形图如图2所示。
图2信息码波形
伪随机码频率设为5MHz,信息码频率为50kHz,所以每个信息码内包含5MHz/50kHz=100
k●●^
,^.^…J^:……一
万方数据
个伪码。通过调用一个产生I'll序列的子函数gen—
erate_m,与一个长度为20×100的循环,就得到了
伪随机序列PN码。
程序如下:
%产生伪随机码
length=100*20;%伪码频率5MHz,每个信息码内含
5MHz/50kHz=100个伪码
x_code=sign(generate_m(511,1,length)一0.5);%把0,l
序列码变换为一1,1调制码
fori=l:2000
wcode((1+(i一1)木8):i木8)=x』ode(i);%每个伪码码
元内含8个采样点
图4扩频码end5所示。
生成的PN码波形经放大后,如图3所示。
图3伪码’(PN)局部放大图
将信息码s的16000个采样点与PN码w_code的16000个点对应相乘,就得到了扩频码。基于与上图同样的原因,我们也是放大截取了部分图形,如图4所示。
程序如下:
%扩频
k_code=s.*w_code;%k—code为扩频码
PSK调制。先要产生载波,一个载波周期内含八个采样点,经过2000次循环,生产16000个对载波的采样点,然后与扩频码kcode对应点相乘,就得到了PSK调制后的波形。放大后截取部分波形如图
k●●^,L…^..^:……,—^
图5PSK调制后的波形局部放大
程序如下:
%调制
fori=l:2000
AI=2;
dt=fs/f0;
n=0:dt/7:dt;%一个载波周期内采样八个点
cI=AI木cos(2术pi木f0木n/fs);
signal((1+(i一1)术8):i幸8)=k—code((1+(i—I)水8):i芈8).术cI;end
解调相当于调制的逆过程,产生与载波同频同相的本振,再通过低通滤波器,去掉高频分量,为下
一步解扩做好了准备。 万方数据
程序如下:
%解调
AI=I;
dt=fs/f0;
n=0:dt/7:dt;%一个载波周期内采样八个点
cI=AI木cos(2术pi木f0术n/fs);
fori=l:2000
signal_h((1+(i-I)术8):i水8)=signal((1+(i-1)术8):i木8).术cI;
end
%低通滤波(代通采样)
wn=5120;%截至频率wn=fn/(fs/2),这里的fn为信息码(扩频码)的带宽5M
b=firl(16,wn);
H=freqz(b,1,16000);
signal——d=fiher(b,1,signal_h);
接下来进行解扩。由于PSK调制在解扩时要求伪码同步,故需要进行捕获与跟踪。因为在捕获与跟踪时,仅仅是对一个信息码内同步性的峰值做分析,并以此作为判断标准,所以还是不可避免地存在伪码同步误差,故解调出来的信息码很难与原信息码做到完全一致。从图形整体看,二者基本相同,如图6所示。
如果放大仔细观察,还是可以看到最后输出的信息码比信源信息码超前了8个点。如图7所示。
图6输出与输入对比
图7局部放大波形对比
5.2加入噪声后的直扩系统仿真
(1)噪声调幅干扰
广义平稳随机过程:
.,㈤=f_配十Un(t)leOSltOif+<f'J(5—1)
称为噪声调幅干扰。其中,调制噪声Uff)为零均值,方差为仃。L,在区间[一U。∞]分布的广义平稳随机过程,咖为[0,21T]均匀分布,且为与U㈣独立的随机变量,U。、∞为常数。
第二步,噪声调幅干扰。信息码元增加到100个。
扩频码的产生与上述程序类似,这里不再重复。信息码增加到100个,采样点数不变,则总点数增加到80000个。wgn(1,80000,3)为高斯白噪声,noise为调幅噪声,与同样点数的载波相乘后加到调制好的扩频码上。图8为加入了调幅噪声后的传输波形,当然也是经过放大的。
加入噪声的程序如下:
gs=10e6;
go=30e6;
dt=gs/90;
m=0:dt/10:dt木(8000-1110);
cI=cos(2术pi术go水m/gs);
noise=eL*(1/4+wgn(1,80000,3));
%噪声调幅干扰
k..h,^.^…J^:……h‘ 万方数据
China
IntegratedCircuit
I…H巾国集成电路出田
●■—I—I-l●-;—‘-,o】一。
tran=5半signal+3.5术noise;gs=10e6;
输出的扩频码与信源信息码存在偏差,如图9gO=30e6:
所刁i。dt=gs/gO;
m=O:dt/lO:dt木(8000-1/10);
noise=cos(2术pi术go木m/gs+2水pi水1/5术quad(’wgn(1.80000.
3)’,0,0.3));%噪声调频干扰
tran=signal+1.182*noise;
图8加入调幅噪声后的传输波形
图9调幅干扰输出与输入波形对比
(2)噪声调频干扰
广义平稳随机过程:
删2【Ic叫%t+2们rK肌/oU(t'…十咖J(5—2)
称为噪声调频干扰,其中调制噪声u“)为零均值、广义平稳的随机过程,咖为[o,2订]均匀分布,且与un)相互独立的随机变量,【,i为噪声调频信号的幅度,∞为噪声调频信号的中心频率,KM为调频斜率。
加入噪声的程序如下:
k●●^,^…^…;……rn
noise为调频噪声,放大后的传输波形如图lo所示。
加入了噪声后,得到输出码与原信息码存在较
图10加入调频噪声后的传输波形
大差异,主要是因为解扩时本地码不可避免地存在不同步现象,出现了大量毛刺。如图11所示。
(3)相关干扰
图11调频干扰输入与输出波形对比 万方数据
相关干扰是指一直扩系统受到其它网的扩频信扩频码经过与载波相乘后得到的PSK调制波号的干扰。本文采用与搭建直扩系统同样的方式产
生另一扩频信号,作为相关干扰源,通过子程序an—
other.ITI产生,波形如图12所示。
其信息码速率为10kHz,采样频率为10MHz,码
图12相关干扰源的信息码
元个数为80,则每个信息码内包含
lOMHz/lOkHz=1000个采样点。伪码频率为1MHz,
则每个信息码内包含1MHz/10kHz=100个伪码,每
个伪码内包含10个采样点。PN码局部放大如图13
所示。
信息码与伪码对应点相乘所得到的扩频码如图
14所示。图13相关干扰源的伪码(PN)局部放大
图14相关干扰源的扩频码
形如图15所示。值得一提的是,因为比主程序中的
信息码的采样点多,所以从PSK调制波形上看,子
程序要比主程序的调制波形更完整。
把相关噪声加到信道中:
图15相关干扰源在PSK调制后的波形局部放大
tran=another+signal;%相关干扰
tran为传输信号,其波形局部放大如图16所示。
最后结果的局部放大如图17所示。
6、直扩系统干扰效果评估
6.1理论分析
我们来分析相关解扩器输入输出信噪比的变 万方数据
ChinaIntel…H巾国集成电路
击啊■●_
gratedCircuit
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图16加入相关干扰后的传输波形局部放大
圈11邪八干目天十于兀后耵铜八与衙出披彤珂EE局郜】双大化。输入信号的功率为:
SF÷bt酬m
输入噪声功率为:
N--寺卜《m)d∞
输入干扰功率为
J-一击hl∞)№
其中qf∞)为五@的功率谱密度,为
GJl(m)=乏丢一Ca(m)42耵8(m一∞》=JGa(m—mj
由此可知,相关器的输入信噪比和信干比分别为
和
5』v
S
jl
i
Gsj(m)d∞
W
3
Gnj(to)do【,
W
i
Gs|(‘1))dm
Ⅳ
|G|j(to)clto
W
下面求输出信噪(干)比。信号分量输出功率为
S_2÷/WGs,j(∞)d∞
输出噪声功率为
N-2-善-/wc。lt(∞)dm
输出干扰功率为
?产六bt州m
由此可得解扩器的输出信噪比和信干比分别为
和
5jv
S
1、
Gs,’(m)d‘1)
W
|Gst
l(co)dto
W
因此,对噪声和干扰而言的系统处理增益分别为
CpF鼗和
%=辫
∞
d∞q
万方数据
万方数据
万方数据
扩频通信系统干扰及其仿真技术
作者:冯琦, FengQi
作者单位:西安电子科技大学
刊名:
中国集成电路
英文刊名:CHINA INTEGRATED CIRCUIT
年,卷(期):2007,16(2)
被引用次数:2次
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本文链接:https://www.doczj.com/doc/068680484.html,/Periodical_zgjcdl200702019.aspx